Ingeniería de microondas - Guía rápida

El espectro electromagnético consiste en una gama completa de radiación electromagnética. La radiación es la energía que viaja y se esparce a medida que se propaga. Los tipos de radiación electromagnética que forman el espectro electromagnético se muestran en la siguiente captura de pantalla.

Echemos ahora un vistazo a las propiedades de las microondas.

Propiedades de las microondas

A continuación se enumeran las principales propiedades de las microondas.

• Las microondas son las ondas que irradian energía electromagnética con una longitud de onda más corta.

• Las microondas no se reflejan en la ionosfera.

• Las microondas viajan en línea recta y son reflejadas por las superficies conductoras.

• Las microondas se atenúan fácilmente a distancias más cortas.

• Las corrientes de microondas pueden fluir a través de una fina capa de cable.

Ventajas de las microondas

Hay muchas ventajas de las microondas, como las siguientes:

• Admite un mayor ancho de banda y, por lo tanto, se transmite más información. Por esta razón, las microondas se utilizan para comunicaciones punto a punto.

• Es posible una mayor ganancia de antena.

• Las velocidades de datos más altas se transmiten a medida que aumenta el ancho de banda.

• El tamaño de la antena se reduce a medida que las frecuencias son más altas.

• Bajo consumo de energía ya que las señales son de frecuencias más altas.

• El efecto del desvanecimiento se reduce mediante el uso de la propagación de la línea de visión.

• Proporciona un área de reflexión efectiva en los sistemas de radar.

• Son posibles las comunicaciones por satélite y terrestres con altas capacidades.

• Se pueden desarrollar componentes de microondas en miniatura de bajo costo.

• Uso efectivo del espectro con una amplia variedad de aplicaciones en todos los rangos de frecuencia de operación disponibles.

Desventajas de las microondas

Hay algunas desventajas de las microondas, como las siguientes:

• El costo del equipo o el costo de instalación es alto.
• Son pesados ​​y ocupan más espacio.
• Pueden producirse interferencias electromagnéticas.
• Pueden ocurrir variaciones en las propiedades dieléctricas con las temperaturas.
• Ineficiencia inherente a la energía eléctrica.

Aplicaciones de las microondas

Hay una amplia variedad de aplicaciones para microondas, que no son posibles para otras radiaciones. Ellos son -

Comunicaciones inalámbricas

• Para llamadas telefónicas de larga distancia
• Bluetooth
• Operaciones WIMAX
• Transmisiones de radiodifusión al aire libre
• Servicios auxiliares de radiodifusión
• Unidad de recogida remota
• Enlace de estudio / transmisor
• Satélite de transmisión directa (DBS)
• Sistemas de comunicación personal (PCS)
• Redes de área local inalámbricas (WLAN)
• Sistemas de video celular (CV)
• Sistema de prevención de colisiones de automóviles

Electrónica

• Conmutadores rápidos sin fluctuaciones
• Cambiadores de fase
• Generación HF
• Elementos de tuning
• Sistemas ECM / ECCM (contador electrónico de medidas)
• Sistemas de espectro ensanchado

Usos comerciales

• Alarmas antirrobo
• Abridores de puertas de garaje
• Detectores de velocidad de la policía
• Identificación por métodos sin contacto
• Teléfonos móviles, buscapersonas, LAN inalámbricas
• Televisión por satélite, radio XM
• Detectores de movimiento
• Sensores remotos

Navegación

• Sistemas globales de navegación por satélite
• Sistema de posicionamiento global (GPS)

Militar y radar

• Radares para detectar el alcance y la velocidad del objetivo.

• Aplicaciones SONAR

• Control de tráfico aéreo

• Predicción del tiempo

• Navegación de barcos

• Aplicaciones de barrido de minas

• Aplicación del límite de velocidad

• Military usa frecuencias de microondas para comunicaciones y para las aplicaciones mencionadas.

Aplicaciones de investigación

• Resonancias atómicas
• Resonancias nucleares

Astronomía radial

• Marque la radiación de fondo de microondas cósmico
• Detección de poderosas ondas en el universo
• Detección de muchas radiaciones en el universo y la atmósfera terrestre.

Industria de alimentos

• Hornos de microondas utilizados para recalentar y cocinar
• Aplicaciones de procesamiento de alimentos
• Aplicaciones de precalentamiento
• Pre-cooking
• Tostar granos / frijoles
• Secar papas fritas
• Nivelación de humedad
• Absorber moléculas de agua

Usos industriales

• Caucho vulcanizado
• Aplicaciones de química analítica
• Procesos de secado y reacción
• Procesamiento de cerámica
• Matriz de polímero
• Modificacion superficial
• Procesamiento de vapor químico
• Procesamiento de polvo
• Esterilización de productos farmacéuticos
• Síntesis química
• Remediación de residuos
• Transmisión de potencia
• Túnel aburrido
• Rompiendo roca / hormigón
• Rompiendo vetas de carbón
• Curado de cemento
• Iluminación RF
• Reactores de fusión
• Sistemas de negación activos

Técnicas de procesamiento de semiconductores

• Grabado de iones reactivos
• Deposición de vapor químico

Espectroscopia

• Espectroscopía de resonancia paramagnética electrónica (EPR o ESR)
• Conocer los electrones desapareados en los productos químicos.
• Conocer los radicales libres en materiales
• Química electrónica

Aplicaciones médicas

• Monitorización de los latidos del corazón
• Detección de agua pulmonar
• Detección de tumores
• Hipertermia regional
• Aplicaciones terapéuticas
• Calefacción local
• Angioplasty
• Tomografía por microondas
• Imágenes acústicas de microondas

Para que cualquier onda se propague, es necesario un medio. Las líneas de transmisión, que son de diferentes tipos, se utilizan para la propagación de microondas. Aprendamos sobre ellos en el próximo capítulo.

UN transmission linees un conector que transmite energía de un punto a otro. El estudio de la teoría de las líneas de transmisión es útil para el uso eficaz de la energía y los equipos.

Básicamente, existen cuatro tipos de líneas de transmisión:

• Líneas de transmisión paralelas de dos hilos
• Líneas coaxiales
• Líneas de transmisión de sustrato tipo tira
• Waveguides

Durante la transmisión o la recepción, la transferencia de energía debe realizarse de manera eficaz, sin desperdiciar energía. Para lograr esto, hay ciertos parámetros importantes que deben tenerse en cuenta.

Parámetros principales de una línea de transmisión

Los parámetros importantes de una línea de transmisión son la resistencia, la inductancia, la capacitancia y la conductancia.

La resistencia y la inductancia juntas se denominan línea de transmisión. impedance.

La capacitancia y la conductancia juntas se denominan admittance.

Resistencia

La resistencia que ofrece el material con el que están hechas las líneas de transmisión será considerable, especialmente para las líneas más cortas. A medida que aumenta la corriente de línea, la pérdida óhmica $ \ left (I ^ {2} R \: loss \ right) $ también aumenta.

La resistencia $R$ de un conductor de longitud "$l$" y sección transversal "$a$" se representa como

$$ R = \ rho \ frac {l} {a} $$

Dónde

?? $ \ rho $ = resistividad del material conductor, que es constante.

La temperatura y la frecuencia de la corriente son los principales factores que afectan la resistencia de una línea. La resistencia de un conductor varía linealmente con el cambio de temperatura. Mientras que, si la frecuencia de la corriente aumenta, también aumenta la densidad de corriente hacia la superficie del conductor. De lo contrario, aumenta la densidad de corriente hacia el centro del conductor.

Esto significa que cuanto más fluye la corriente hacia la superficie del conductor, fluye menos hacia el centro, lo que se conoce como el Skin Effect.

Inductancia

En una línea de transmisión de CA, la corriente fluye sinusoidalmente. Esta corriente induce un campo magnético perpendicular al campo eléctrico, que también varía sinusoidalmente. Esto es bien conocido como la ley de Faraday. Los campos se muestran en la siguiente figura.

Este campo magnético variable induce algunos campos electromagnéticos en el conductor. Ahora, este voltaje inducido o EMF fluye en la dirección opuesta a la corriente que fluye inicialmente. Este EMF que fluye en la dirección opuesta se muestra de manera equivalente mediante un parámetro conocido comoInductance, que es la propiedad de oponerse al desplazamiento de la corriente.

Se denota por "L". La unidad de medida es"Henry(H)".

Conductancia

Habrá una fuga de corriente entre la línea de transmisión y tierra, y también entre los conductores de fase. Esta pequeña cantidad de corriente de fuga fluye generalmente a través de la superficie del aislante. La inversa de esta corriente de fuga se denominaConductance. Se denota por "G".

El flujo de corriente de línea está asociado con la inductancia y la diferencia de voltaje entre los dos puntos está asociada con la capacitancia. La inductancia está asociada con el campo magnético, mientras que la capacitancia está asociada con el campo eléctrico.

Capacidad

La diferencia de voltaje entre el Phase conductorsda lugar a un campo eléctrico entre los conductores. Los dos conductores son como placas paralelas y el aire entre ellos se vuelve dieléctrico. Este patrón da lugar al efecto de capacitancia entre los conductores.

Impedancia característica

Si se considera una línea de transmisión uniforme sin pérdidas, para una onda que viaja en una dirección, la relación de las amplitudes de voltaje y corriente a lo largo de esa línea, que no tiene reflejos, se denomina como Characteristic impedance.

Se denota por $ Z_0 $

$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {voltaje \: \: onda \: \: valor} {corriente \: \: onda \: \: valor}} $$

$$ Z_0 = \ sqrt {\ frac {R + jwL} {G + jwC}} $$

Para una línea sin pérdidas, $ R_0 = \ sqrt {\ frac {L} {C}} $

Donde $ L $ y $ C $ son la inductancia y capacitancia por unidad de longitud.

Coincidencia de impedancia

Para lograr la máxima transferencia de potencia a la carga, se debe realizar una adaptación de impedancia. Para lograr esta adaptación de impedancia, se deben cumplir las siguientes condiciones.

La resistencia de la carga debe ser igual a la de la fuente.

$$ R_L = R_S $$

La reactancia de la carga debe ser igual a la de la fuente pero de signo opuesto.

$$ X_L = -X_S $$

Lo que significa que si la fuente es inductiva, la carga debe ser capacitiva y viceversa.

Coeficiente de reflexión

El parámetro que expresa la cantidad de energía reflejada debido a un desajuste de impedancia en una línea de transmisión se llama Reflection coefficient. Está indicado por $ \ rho $(rho).

Puede definirse como "la relación entre el voltaje reflejado y el voltaje incidente en los terminales de carga".

$$ \ rho = \ frac {reflejado \: voltaje} {incidente \: voltaje} = \ frac {V_r} {V_i} \: en \: carga \: terminales $$

Si la impedancia entre el dispositivo y la línea de transmisión no coincide entre sí, la energía se refleja. Cuanto mayor sea la energía reflejada, mayor será el valor del coeficiente de reflexión $ \ rho $.

Relación de onda estacionaria de voltaje (VSWR)

La onda estacionaria se forma cuando la onda incidente se refleja. La onda estacionaria que se forma contiene algo de voltaje. La magnitud de las ondas estacionarias se puede medir en términos de relaciones de ondas estacionarias.

La relación entre el voltaje máximo y el voltaje mínimo en una onda estacionaria se puede definir como relación de onda estacionaria de voltaje (VSWR). Se indica con "$ S $".

$$ S = \ frac {\ left | V_ {max} \ right |} {\ left | V_ {min} \ right |} \ quad 1 \: \ leq S \ leq \ infty $$

VSWR describe el patrón de onda estacionaria de voltaje que está presente en la línea de transmisión debido a la suma y resta de fase de las ondas incidente y reflejada.

Por lo tanto, también se puede escribir como

$$ S = \ frac {1 + \ rho} {1 - \ rho} $$

Cuanto mayor sea el desajuste de impedancia, mayor será la amplitud de la onda estacionaria. Por lo tanto, si la impedancia coincide perfectamente,

$$ V_ {max}: V_ {min} = 1: 1 $$

Por lo tanto, el valor de VSWR es la unidad, lo que significa que la transmisión es perfecta.

Eficiencia de las líneas de transmisión

La eficiencia de las líneas de transmisión se define como la relación entre la potencia de salida y la potencia de entrada.

$ \% \: eficiencia \: de \: transmisión \: línea \: \ eta = \ frac {Energía \: entregada \: en \: recepción} {Energía \: enviada \: desde \: la \: transmisión \: end} \ times 100 $

Regulacion de voltaje

La regulación de voltaje se define como el cambio en la magnitud del voltaje entre los extremos de envío y recepción de la línea de transmisión.

$ \% \: voltaje \: regulación = \ frac {envío \: final \: voltaje - \: recepción \: final \: voltaje} {envío \: final \: voltaje} \ veces 100 $

Pérdidas debidas a falta de coincidencia de impedancia

La línea de transmisión, si no termina con una carga combinada, tiene pérdidas. Estas pérdidas son de muchos tipos, como pérdida de atenuación, pérdida de reflexión, pérdida de transmisión, pérdida de retorno, pérdida de inserción, etc.

Pérdida de atenuación

La pérdida que ocurre debido a la absorción de la señal en la línea de transmisión se denomina pérdida de atenuación, que se representa como

$$ Atenuación \: pérdida (dB) = 10 \: log_ {10} \ left [\ frac {E_i - E_r} {E_t} \ right] $$

Dónde

• $ E_i $ = la energía de entrada

• $ E_r $ = la energía reflejada de la carga a la entrada

• $ E_t $ = la energía transmitida a la carga

Pérdida de reflexión

La pérdida que se produce debido a la reflexión de la señal debido a la falta de coincidencia de impedancia de la línea de transmisión se denomina pérdida de reflexión, que se representa como

$$ Reflexión \: pérdida (dB) = 10 \: log_ {10} \ left [\ frac {E_i} {E_i - E_r} \ right] $$

Dónde

• $ E_i $ = la energía de entrada

• $ E_r $ = la energía reflejada de la carga

Pérdida de transmisión

La pérdida que ocurre durante la transmisión a través de la línea de transmisión se denomina pérdida de transmisión, que se representa como

$$ Transmisión \: pérdida (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_i} {E_t} $$

Dónde

• $ E_i $ = la energía de entrada

• $ E_t $ = la energía transmitida

Pérdida de retorno

La medida de la potencia reflejada por la línea de transmisión se denomina Pérdida de retorno, que se representa como

$$ Retorno \: pérdida (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_i} {E_r} $$

Dónde

• $ E_i $ = la energía de entrada

• $ E_r $ = la energía reflejada

Pérdida de inserción

La pérdida que ocurre debido a la transferencia de energía utilizando una línea de transmisión en comparación con la transferencia de energía sin una línea de transmisión se denomina pérdida de inserción, que se representa como

$$ Inserción \: pérdida (dB) = 10 \: log_ {10} \: \ frac {E_1} {E_2} $$

Dónde

• $ E_1 $ = la energía que recibe la carga cuando se conecta directamente a la fuente, sin una línea de transmisión.

• $ E_2 $ = la energía recibida por la carga cuando la línea de transmisión está conectada entre la carga y la fuente.

Coincidencia de stub

Si la impedancia de carga no coincide con la impedancia de la fuente, a veces se utiliza un método llamado "Stub Matching" para lograr la coincidencia.

El proceso de conectar las secciones de líneas abiertas o de cortocircuito llamado stubs en la derivación con la línea principal en algún punto o puntos, se puede denominar como Stub Matching.

A frecuencias de microondas más altas, se emplean básicamente dos técnicas de adaptación de stub.

Coincidencia de talón único

En la coincidencia de un solo trozo, un trozo de cierta longitud fija se coloca a cierta distancia de la carga. Se usa solo para una frecuencia fija, porque para cualquier cambio de frecuencia, la ubicación del stub debe cambiarse, lo que no se hace. Este método no es adecuado para líneas coaxiales.

Coincidencia de doble talón

En el emparejamiento de espárragos dobles, se fijan dos talones de longitud variable en determinadas posiciones. A medida que cambia la carga, solo se ajustan las longitudes de los talones para lograr la coincidencia. Esto se usa ampliamente en la práctica de laboratorio como un dispositivo de adaptación de frecuencia única.

Las siguientes figuras muestran cómo se ven las coincidencias de stub.

La coincidencia de un solo stub y la coincidencia de doble stub, como se muestra en las figuras anteriores, se realizan en las líneas de transmisión para lograr la coincidencia de impedancia.

Una onda tiene campos eléctricos y magnéticos. Todos los componentes transversales de los campos eléctricos y magnéticos se determinan a partir de los componentes axiales del campo eléctrico y magnético, en la dirección z. Esto permite formaciones de modo, como TE, TM, TEM e Hybrid en microondas. Echemos un vistazo a los tipos de modos.

La dirección de los componentes del campo eléctrico y magnético a lo largo de tres direcciones x, yyz mutuamente perpendiculares son las que se muestran en la siguiente figura.

Tipos de modos

Los modos de propagación de microondas son:

TEM (onda electromagnética transversal)

En este modo, tanto el campo eléctrico como el magnético son puramente transversales a la dirección de propagación. No hay componentes en la dirección $ 'Z' $.

$$ E_z = 0 \: y \: H_z = 0 $$

TE (onda eléctrica transversal)

En este modo, el campo eléctrico es puramente transversal a la dirección de propagación, mientras que el campo magnético no lo es.

$$ E_z = 0 \: y \: H_z \ ne 0 $$

TM (onda magnética transversal)

En este modo, el campo magnético es puramente transversal a la dirección de propagación, mientras que el campo eléctrico no lo es.

$$ E_z \ ne 0 \: y \: H_z = 0 $$

HE (onda híbrida)

En este modo, ni el campo eléctrico ni el magnético son puramente transversales a la dirección de propagación.

$$ E_z \ ne 0 \: y \: H_z \ ne 0 $$

Las líneas multiconductoras normalmente soportan el modo de propagación TEM, ya que la teoría de las líneas de transmisión es aplicable solo a aquellos sistemas de conductores que tienen una ruta de ida y vuelta, es decir, aquellos que pueden soportar una onda TEM.

Las guías de onda son líneas de un solo conductor que permiten los modos TE y TM pero no el modo TEM. Las guías conductoras abiertas soportan ondas híbridas. Los tipos de líneas de transmisión se analizan en el siguiente capítulo.

Las líneas de transmisión de cable abierto convencionales no son adecuadas para la transmisión de microondas, ya que las pérdidas por radiación serían elevadas. En las frecuencias de microondas, las líneas de transmisión empleadas se pueden clasificar en tres tipos. Ellos son -

• Líneas multiconductoras
  • Líneas coaxiales
  • Líneas de tira
  • Micro líneas de tira
  • Líneas de tragamonedas
  • Líneas coplanares, etc.

• Líneas de un solo conductor (guías de ondas)
  • Guías de ondas rectangulares
  • Guías de ondas circulares
  • Guías de ondas elípticas
  • Guías de ondas de un solo surco
  • Guías de ondas de doble surco, etc.

• Estructuras de límites abiertas
  • Varillas di-eléctricas
  • Guías de ondas abiertas, etc.

Líneas multiconductoras

Las líneas de transmisión que tienen más de un conductor se denominan líneas multiconductoras.

Líneas coaxiales

Este se usa principalmente para aplicaciones de alta frecuencia.

Una línea coaxial consta de un conductor interno con un diámetro interno d, y luego un material aislante cilíndrico concéntrico, a su alrededor. Está rodeado por un conductor exterior, que es un cilindro concéntrico con un diámetro interior.D. Esta estructura se comprende bien observando la siguiente figura.

El modo fundamental y dominante en los cables coaxiales es el modo TEM. No hay frecuencia de corte en el cable coaxial. Pasa todas las frecuencias. Sin embargo, para frecuencias más altas, algunos modos no TEM de orden superior comienzan a propagarse, lo que provoca mucha atenuación.

Strip Lines

Estas son las líneas de transmisión planas, utilizadas en frecuencias de 100MHz a 100GHz.

UN Strip line consta de una tira conductora delgada central de ancho ω que es mayor que su espesor t. Se coloca dentro del sustrato dieléctrico de baja pérdida (ε _r ) de espesor b / 2 entre dos placas de tierra anchas. El ancho de las placas de tierra es cinco veces mayor que el espacio entre las placas.

El grosor del conductor central metálico y el grosor de los planos de tierra metálicos son los mismos. La siguiente figura muestra la vista en sección transversal de la estructura de la línea de franjas.

El modo fundamental y dominante en Strip lines es el modo TEM. porb<λ/2, no habrá propagación en la dirección transversal. La impedancia de una línea de tira es inversamente proporcional a la relación del anchoω del conductor interior a la distancia b entre los planos de tierra.

Líneas de micro tiras

La línea de la tira tiene la desventaja de que no es accesible para ajustarla y afinarla. Esto se evita en las líneas de micro tiras, lo que permite el montaje de dispositivos activos o pasivos, y también permite realizar pequeños ajustes después de fabricar el circuito.

Una línea de micro tiras es una línea de transmisión de placa paralela asimétrica, que tiene un sustrato dieléctrico que tiene un suelo metalizado en la parte inferior y una tira conductora delgada en la parte superior con un grosor 't'y ancho'ω'. Esto se puede entender observando la siguiente figura, que muestra una línea de micro tiras.

La impedancia característica de una micro tira es una función del ancho de la línea de tira (ω), grosor (t) y la distancia entre la línea y el plano de tierra (h). Las líneas de micro tiras son de muchos tipos, como las micro tiras incrustadas, las micro tiras invertidas, las micro tiras suspendidas y las líneas de transmisión de micro tiras ranuradas.

Además de estas, algunas otras líneas TEM, como las líneas de bandas paralelas y las líneas de bandas coplanares, también se han utilizado para circuitos integrados de microondas.

Otras líneas

UN Parallel Strip linees similar a una línea de transmisión de dos conductores. Puede admitir el modo cuasi TEM. La siguiente figura explica esto.

UN Coplanar strip lineestá formado por dos bandas conductoras con una banda puesta a tierra, ambas colocadas en la misma superficie del sustrato, para conexiones convenientes. La siguiente figura explica esto.

UN Slot line transmission line, consiste en una ranura o espacio en un revestimiento conductor sobre un sustrato dieléctrico y este proceso de fabricación es idéntico a las líneas de micro tiras. A continuación se muestra su representación esquemática.

Una guía de ondas coplanar consiste en una tira de película metálica delgada que se deposita sobre la superficie de una placa dieléctrica. Esta losa tiene dos electrodos adyacentes y paralelos a la tira sobre la misma superficie. La siguiente figura explica esto.

Todas estas líneas de micro tiras se utilizan en aplicaciones de microondas donde el uso de líneas de transmisión voluminosas y costosas de fabricar será una desventaja.

Estructuras de límites abiertas

Estos también pueden indicarse como Open Electromagnetic Waveguides. Una guía de ondas que no está completamente encerrada en un blindaje de metal puede considerarse una guía de ondas abierta. El espacio libre también se considera una especie de guía de ondas abierta.

Una guía de ondas abierta puede definirse como cualquier dispositivo físico con simetría axial longitudinal y sección transversal ilimitada, capaz de guiar ondas electromagnéticas. Poseen un espectro que ya no es discreto. Las líneas de micro tiras y las fibras ópticas también son ejemplos de guías de ondas abiertas.

Generalmente, si la frecuencia de una señal o una banda de señales en particular es alta, la utilización del ancho de banda es alta ya que la señal proporciona más espacio para que se acumulen otras señales. Sin embargo, las señales de alta frecuencia no pueden viajar distancias más largas sin atenuarse. Hemos estudiado que las líneas de transmisión ayudan a las señales a viajar distancias más largas.

Las microondas se propagan a través de circuitos, componentes y dispositivos de microondas, que actúan como parte de las líneas de transmisión de microondas, denominadas ampliamente guías de ondas.

Un tubo metálico hueco de sección transversal uniforme para transmitir ondas electromagnéticas por reflexiones sucesivas de las paredes internas del tubo se denomina como Waveguide.

La siguiente figura muestra un ejemplo de una guía de ondas.

Generalmente, se prefiere una guía de ondas en las comunicaciones por microondas. Waveguide es una forma especial de línea de transmisión, que es un tubo metálico hueco. A diferencia de una línea de transmisión, una guía de ondas no tiene un conductor central.

Las principales características de una guía de ondas son:

• La pared del tubo proporciona inductancia distribuida.

• El espacio vacío entre las paredes del tubo proporciona capacitancia distribuida.

• Son voluminosos y costosos.

Ventajas de las guías de ondas

A continuación se presentan algunas ventajas de las guías de ondas.

• Las guías de ondas son fáciles de fabricar.

• Pueden manejar una potencia muy grande (en kilovatios).

• La pérdida de potencia es muy insignificante en las guías de ondas.

• Ofrecen una pérdida muy baja (bajo valor de atenuación alfa).

• Cuando la energía de microondas viaja a través de la guía de ondas, experimenta menores pérdidas que un cable coaxial.

Tipos de guías de ondas

Hay cinco tipos de guías de ondas.

• Guía de ondas rectangular
• Guía de ondas circular
• Guía de ondas elípticas
• Guía de ondas de un solo surco
• Guía de ondas de doble surco

Las siguientes figuras muestran los tipos de guías de ondas.

Los tipos de guías de ondas que se muestran arriba son huecos en el centro y están formados por paredes de cobre. Estos tienen un revestimiento delgado de Au o Ag en la superficie interna.

Comparemos ahora las líneas de transmisión y las guías de ondas.

Líneas de transmisión Vs guías de onda

La principal diferencia entre una línea de transmisión y una guía de ondas es:

• UN two conductor structure que puede soportar una onda TEM es una línea de transmisión.

• UN one conductor structure que puede soportar una onda TE o una onda TM pero no una onda TEM se denomina guía de ondas.

La siguiente tabla muestra las diferencias entre las líneas de transmisión y las guías de ondas.

Lineas de transmisión	Guías de ondas
Soporta onda TEM	No es compatible con la onda TEM
Todas las frecuencias pueden pasar	Solo las frecuencias que son mayores que la frecuencia de corte pueden pasar
Transmisión de dos conductores	Transmisión de un conductor
Los reflejos son menos	Una onda viaja a través de los reflejos de las paredes de la guía de ondas.
Tiene una impedancia característica	Tiene impedancia de onda
La propagación de ondas se realiza según la "teoría de circuitos"	La propagación de ondas se realiza según la "teoría de campos"
Tiene un conductor de retorno a tierra	No se requiere conductor de retorno ya que el cuerpo de la guía de ondas actúa como tierra
El ancho de banda no está limitado	El ancho de banda es limitado
Las olas no se dispersan	Las olas se dispersan

Velocidad de fase

La velocidad de fase es la velocidad a la que la onda cambia su fase para experimentar un cambio de fase de 2πradianes. Se puede entender como el cambio en la velocidad de los componentes de onda de una onda sinusoidal, cuando se modula.

Derivemos una ecuación para la velocidad de fase.

Según la definición, la tasa de cambio de fase en 2π Se deben considerar radianes.

Lo que significa, $λ$ / $T$ por lo tanto,

$$ V = \ frac {\ lambda} {T} $$

Dónde,

$ λ $ = longitud de onda y $ T $ = tiempo

$$ V = \ frac {\ lambda} {T} = \ lambda f $$

Dado que $ f = \ frac {1} {T} $

Si multiplicamos el numerador y el denominador por 2π entonces tenemos

$$ V = \ lambda f = \ frac {2 \ pi \ lambda f} {2 \ pi} $$

Sabemos que $ \ omega = 2 \ pi f $ and $ \ beta = \ frac {2 \ pi} {f} $

La ecuación anterior se puede escribir como,

$$ V = \ frac {2 \ pi f} {\ frac {2 \ pi} {\ lambda}} = \ frac {\ omega} {\ beta} $$

Por lo tanto, la ecuación para la velocidad de fase se representa como

$$ V_p = \ frac {\ omega} {\ beta} $$

Velocidad de grupo

La velocidad de grupo se puede definir como la velocidad a la que la onda se propaga a través de la guía de ondas. Esto puede entenderse como la velocidad a la que viaja una envolvente modulada en comparación con el portador solo. Esta onda modulada viaja a través de la guía de ondas.

La ecuación de velocidad de grupo se representa como

$$ V_g = \ frac {d \ omega} {d \ beta} $$

La velocidad de la envolvente modulada suele ser más lenta que la señal portadora.

En este capítulo, analizaremos los componentes de microondas, como los transistores de microondas y los diferentes tipos de diodos.

Transistores de microondas

Existe la necesidad de desarrollar transistores especiales para tolerar las frecuencias de microondas. Por lo tanto, para aplicaciones de microondas,silicon n-p-n transistorsque pueden proporcionar potencias adecuadas a frecuencias de microondas. Suelen tener 5 vatios a una frecuencia de 3GHz con una ganancia de 5dB. En la siguiente figura se muestra una vista en sección transversal de dicho transistor.

Construcción de transistores de microondas

Un n tipo capa epitaxial se cultiva en n+sustrato que constituye el colector. En estenregión, se hace crecer térmicamente una capa de SiO2. UNp-base y muy dopado n-emittersse difunden en la base. Las aberturas están hechas en Óxido para contactos óhmicos. Las conexiones se realizan en paralelo.

Dichos transistores tienen una geometría de superficie categorizada como interdigitada, superpuesta o matricial. Estos formularios se muestran en la siguiente figura.

Los transistores de potencia emplean las tres geometrías de superficie.

Los transistores de señal pequeña emplean geometría de superficie interdigitada. La estructura interdigitada es adecuada para aplicaciones de señales pequeñas en las bandas L, S y C.

La geometría de la matriz a veces se denomina malla o cuadrícula de emisores. Las estructuras Overlay y Matrix son útiles como dispositivos de potencia en las regiones UHF y VHF.

Operación de transistores de microondas

En un transistor de microondas, inicialmente las uniones emisor-base y colector-base tienen polarización inversa. Al aplicar una señal de microondas, la unión emisor-base se polariza hacia adelante. Si unp-n-pSi se considera el transistor, la aplicación de pico positivo de señal, polariza hacia adelante la unión emisor-base, haciendo que los orificios se desvíen hacia la base negativa delgada. Los orificios se aceleran aún más hasta el terminal negativo del voltaje de polarización entre el colector y los terminales de la base. Una carga conectada al colector recibe un pulso de corriente.

Dispositivos de estado sólido

La clasificación de los dispositivos de microondas de estado sólido se puede hacer:

• Dependiendo de su comportamiento eléctrico

  • Tipo de resistencia no lineal.

    Ejemplo: varistores (resistencias variables)

  • Tipo de reactancia no lineal.

    Ejemplo: varactores (reactores variables)

  • Tipo de resistencia negativa.

    Ejemplo: diodo de túnel, diodo Impatt, diodo Gunn

  • Tipo de impedancia controlable.

    Ejemplo: diodo PIN

• Dependiendo de su construcción
  • Diodos de contacto puntual
  • Diodos de barrera Schottky
  • Dispositivos semiconductores de óxido metálico (MOS)
  • Dispositivos de aislamiento de metal

Los tipos de diodos que hemos mencionado aquí tienen muchos usos, como amplificación, detección, generación de energía, cambio de fase, conversión descendente, conversión ascendente, modulación limitante, conmutación, etc.

Diodo varactor

Una capacitancia variable de voltaje de una unión polarizada inversa puede denominarse diodo Varactor. El diodo varactor es un dispositivo semiconductor en el que la capacitancia de la unión se puede variar en función de la polarización inversa del diodo. Las características CV de un diodo Varactor típico y sus símbolos se muestran en la siguiente figura.

La capacitancia de la unión depende del voltaje aplicado y del diseño de la unión. Lo sabemos,

$$ C_j \: \ alpha \: V_ {r} ^ {- n} $$

Dónde

• $ C_j $ = Capacitancia de unión

• $ V_r $ = Voltaje de polarización inversa

• $n$ = Un parámetro que decide el tipo de unión

Si la unión tiene polarización inversa, los portadores móviles agotan la unión, lo que da como resultado cierta capacitancia, donde el diodo se comporta como un condensador, y la unión actúa como un dieléctrico. La capacitancia disminuye con el aumento de la polarización inversa.

La encapsulación del diodo contiene cables eléctricos que están conectados a la oblea semiconductora y un cable conectado a la caja de cerámica. La siguiente figura muestra cómo se ve un diodo Varactor de microondas.

Estos son capaces de manejar grandes potencias y grandes voltajes de ruptura inversa. Estos tienen poco ruido. Aunque la variación en la capacitancia de la unión es un factor importante en este diodo, las resistencias, capacitancias y conductancias parásitas están asociadas con cada diodo práctico, que debe mantenerse bajo.

Aplicaciones del diodo varactor

Los diodos varactores se utilizan en las siguientes aplicaciones:

• Conversión ascendente
• Amplificador paramétrico
• Generación de pulsos
• Dar forma al pulso
• Circuitos de conmutación
• Modulación de señales de microondas

Diodo de barrera Schottky

Este es un diodo simple que exhibe impedancia no lineal. Estos diodos se utilizan principalmente para la detección y mezcla de microondas.

Construcción del diodo de barrera Schottky

Un pellet semiconductor está montado sobre una base de metal. Un alambre cargado por resorte está conectado con una punta afilada a esta pastilla de silicio. Esto se puede montar fácilmente en líneas coaxiales o de guía de ondas. La siguiente figura da una imagen clara de la construcción.

Funcionamiento del diodo de barrera Schottky

Con el contacto entre el semiconductor y el metal, se forma una región de agotamiento. La región de metal tiene un ancho de empobrecimiento más pequeño, comparativamente. Cuando se hace contacto, se produce un flujo de electrones desde el semiconductor hasta el metal. Este agotamiento genera una carga espacial positiva en el semiconductor y el campo eléctrico se opone al flujo adicional, lo que conduce a la creación de una barrera en la interfaz.

Durante la polarización directa, la altura de la barrera se reduce y los electrones se inyectan en el metal, mientras que durante la polarización inversa, la altura de la barrera aumenta y la inyección de electrones casi se detiene.

Ventajas del diodo de barrera Schottky

Éstas son las siguientes ventajas.

• Bajo costo
• Simplicity
• Reliable
• Cifras de ruido de 4 a 5 dB

Aplicaciones del diodo de barrera Schottky

Estas son las siguientes aplicaciones.

• Mezclador de bajo ruido
• Mezclador equilibrado en radar de onda continua
• Detector de microondas

Dispositivos de efecto Gunn

JB Gunn descubrió fluctuaciones periódicas de la corriente que pasa a través del n-type GaAsespécimen cuando el voltaje aplicado excedió un cierto valor crítico. En estos diodos, hay dos valles,L & U valleysen banda de conducción y la transferencia de electrones ocurre entre ellos, dependiendo del campo eléctrico aplicado. Este efecto de la inversión de la población desde el valle L inferior al valle U superior se llamaTransfer Electron Effect y por lo tanto estos se llaman como Transfer Electron Devices (TED).

Aplicaciones de los diodos Gunn

Los diodos Gunn se utilizan ampliamente en los siguientes dispositivos:

• Transmisores de radar
• Transpondedores en control de tráfico aéreo
• Sistemas de telemetría industrial
• Osciladores de potencia
• Circuitos lógicos
• Amplificador lineal de banda ancha

El proceso de tener un retraso entre el voltaje y la corriente, en avalancha junto con el tiempo de tránsito, a través del material se denomina resistencia negativa. Los dispositivos que ayudan a que un diodo presente esta propiedad se denominanAvalanche transit time devices.

Los ejemplos de dispositivos que pertenecen a esta categoría son los diodos IMPATT, TRAPATT y BARITT. Echemos un vistazo a cada uno de ellos, en detalle.

Diodo IMPATT

Este es un diodo semiconductor de alta potencia, utilizado en aplicaciones de microondas de alta frecuencia. La forma completa IMPATT esIMPact ionization Avalanche Transit Time diode.

Un gradiente de voltaje cuando se aplica al diodo IMPATT, da como resultado una corriente alta. Un diodo normal eventualmente se descompondrá por esto. Sin embargo, el diodo IMPATT está desarrollado para soportar todo esto. Se aplica un gradiente de alto potencial para desviar el diodo y, por lo tanto, los portadores minoritarios fluyen a través de la unión.

La aplicación de un voltaje de CA de RF si se superpone a un voltaje de CC alto, el aumento de la velocidad de los huecos y los electrones da como resultado huecos y electrones adicionales sacándolos de la estructura cristalina mediante ionización por impacto. Si el campo de CC original aplicado estaba en el umbral de desarrollar esta situación, entonces conduce a la multiplicación de la corriente de avalancha y este proceso continúa. Esto se puede entender mediante la siguiente figura.

Debido a este efecto, el pulso de corriente tiene un cambio de fase de 90 °. Sin embargo, en lugar de estar allí, se mueve hacia el cátodo debido a la polarización inversa aplicada. El tiempo que tarda el pulso en alcanzar el cátodo depende del grosor den+capa, que se ajusta para hacer un cambio de fase de 90 °. Ahora, se demuestra que existe una resistencia negativa de RF dinámica. Por lo tanto, el diodo IMPATT actúa tanto como oscilador como como amplificador.

La siguiente figura muestra los detalles de construcción de un diodo IMPATT.

La eficiencia del diodo IMPATT se representa como

$$ \ eta = \ left [\ frac {P_ {ac}} {P_ {dc}} \ right] = \ frac {V_a} {V_d} \ left [\ frac {I_a} {I_d} \ right] $$

Dónde,

• $ P_ {ac} $ = energía CA

• $ P_ {dc} $ = potencia de CC

• $ V_a \: \ & \: I_a $ = voltaje y corriente CA

• $ V_d \: \ & \: I_d $ = voltaje y corriente CC

Desventajas

Las siguientes son las desventajas del diodo IMPATT.

• Es ruidoso ya que la avalancha es un proceso ruidoso
• El rango de sintonización no es tan bueno como en los diodos Gunn

Aplicaciones

A continuación se muestran las aplicaciones del diodo IMPATT.

• Oscilador de microondas
• Generadores de microondas
• Oscilador de salida modulado
• Receptor oscilador local
• Amplificaciones de resistencia negativa
• Redes de alarma de intrusión (alto Q IMPATT)
• Radar de la policía (alta Q IMPATT)
• Transmisor de microondas de baja potencia (alto Q IMPATT)
• Transmisor de telecomunicaciones FM (bajo Q IMPATT)
• Transmisor de radar CW Doppler (bajo Q IMPATT)

Diodo TRAPATT

La forma completa del diodo TRAPATT es TRApped Plasma Avalanche Triggered Transit diode. Un generador de microondas que opera entre cientos de MHz a GHz. Estos son diodos de alta potencia por lo generaln+- p-p+ o p+-n-n+estructuras con región de agotamiento de tipo n, ancho que varía de 2.5 a 1.25 µm. La siguiente figura muestra esto.

Los electrones y huecos atrapados en la región de campo bajo detrás de la zona se hacen para llenar la región de agotamiento del diodo. Esto se hace mediante una región de avalancha de campo alto que se propaga a través del diodo.

La siguiente figura muestra un gráfico en el que AB muestra la carga, BC muestra la formación de plasma, DE muestra la extracción de plasma, EF muestra la extracción residual y FG muestra la carga.

Veamos qué pasa en cada uno de los puntos.

A:El voltaje en el punto A no es suficiente para que ocurra la ruptura de la avalancha. En A, los portadores de carga debido a la generación térmica dan como resultado la carga del diodo como una capacitancia lineal.

A-B:En este punto, aumenta la magnitud del campo eléctrico. Cuando se genera un número suficiente de portadores, el campo eléctrico se deprime en toda la región de agotamiento, lo que hace que el voltaje disminuya de B a C.

C:Esta carga ayuda a que la avalancha continúe y se crea un denso plasma de electrones y huecos. El campo se deprime aún más para no dejar que los electrones o los huecos salgan de la capa de agotamiento y atrapa el plasma restante.

D: El voltaje disminuye en el punto D. Se requiere mucho tiempo para limpiar el plasma ya que la carga total de plasma es grande en comparación con la carga por unidad de tiempo en la corriente externa.

E:En el punto E, se extrae el plasma. Las cargas residuales de huecos y electrones permanecen cada uno en un extremo de la capa de deflexión.

E to F: El voltaje aumenta a medida que se elimina la carga residual.

F: En el punto F, se elimina toda la carga generada internamente.

F to G: El diodo se carga como un condensador.

G:En el punto G, la corriente del diodo llega a cero durante medio período. El voltaje permanece constante como se muestra en el gráfico anterior. Este estado continúa hasta que vuelve la corriente y el ciclo se repite.

La velocidad de la zona de avalancha $ V_s $ se representa como

$$ V_s = \ frac {dx} {dt} = \ frac {J} {qN_A} $$

Dónde

• $J$ = Densidad de corriente

• $q$= Carga de electrones 1,6 x ^10-19

• $ N_A $ = Concentración de dopaje

La zona de avalancha barrerá rápidamente la mayor parte del diodo y el tiempo de tránsito de los portadores se representa como

$$ \ tau_s = \ frac {L} {V_s} $$

Dónde

• $ V_s $ = Velocidad de deriva de portadora saturada

• $ L $ = Longitud de la muestra

El tiempo de tránsito calculado aquí es el tiempo entre la inyección y la recolección. La acción repetida aumenta la salida para convertirlo en un amplificador, mientras que un filtro de paso bajo de microondas conectado en derivación con el circuito puede hacer que funcione como un oscilador.

Aplicaciones

Hay muchas aplicaciones de este diodo.

• Radares Doppler de baja potencia
• Oscilador local para radares
• Sistema de aterrizaje de baliza de microondas
• Altímetro de radio
• Radar de matriz en fase, etc.

Diodo BARITT

La forma completa de BARITT Diode is BARrier Injection Transit Time diode. Estos son el último invento de esta familia. Aunque estos diodos tienen regiones de deriva larga como los diodos IMPATT, la inyección de portadora en los diodos BARITT es causada por uniones polarizadas hacia adelante, pero no por el plasma de una región de avalancha como en ellos.

En los diodos IMPATT, la inyección del portador es bastante ruidosa debido a la ionización por impacto. En los diodos BARITT, para evitar el ruido, la inyección de portadora se realiza perforando la región de agotamiento. La resistencia negativa en un diodo BARITT se obtiene debido a la deriva de los orificios inyectados al extremo colector del diodo, fabricado en material tipo p.

La siguiente figura muestra los detalles de construcción de un diodo BARITT.

Para m-n-m Diodo BARITT, Ps-Si La barrera Schottky contacta metales con n-type Si waferentre. Un rápido aumento de la corriente con el voltaje aplicado (por encima de 30 V) se debe a la inyección del orificio termoiónico en el semiconductor.

El voltaje crítico $ (Vc) $ depende de la constante de dopaje $ (N) $, la longitud del semiconductor $ (L) $ y la permitividad dieléctrica del semiconductor $ (\ epsilon S) $ representada como

$$ V_c = \ frac {qNL ^ 2} {2 \ epsilon S} $$

Circuito integrado de microondas monolítico (MMIC)

Los circuitos integrados de microondas son la mejor alternativa a los circuitos coaxiales o de guía de ondas convencionales, ya que son de peso reducido, tamaño pequeño, muy fiables y reproducibles. Los materiales básicos utilizados para los circuitos integrados de microondas monolíticos son:

• Material de sustrato
• Material conductor
• Películas dieléctricas
• Películas resistivas

Estos se eligen para tener características ideales y alta eficiencia. El sustrato sobre el que se fabrican los elementos del circuito es importante ya que la constante dieléctrica del material debe ser alta con un factor de disipación bajo, junto con otras características ideales. Los materiales de sustrato utilizados son GaAs, ferrita / granate, aluminio, berilio, vidrio y rutilo.

El material conductor se elige para que tenga alta conductividad, coeficiente de resistencia a baja temperatura, buena adhesión al sustrato y grabado, etc. El aluminio, el cobre, el oro y la plata se utilizan principalmente como materiales conductores. Los materiales dieléctricos y los materiales resistivos se eligen para que tengan bajas pérdidas y buena estabilidad.

Tecnología de fabricación

En los circuitos integrados híbridos, los dispositivos semiconductores y los elementos del circuito pasivo se forman sobre un sustrato dieléctrico. Los circuitos pasivos son elementos distribuidos o agrupados, o una combinación de ambos.

Los circuitos integrados híbridos son de dos tipos.

• CI híbrido
• IC híbrido en miniatura

En los dos procesos anteriores, el CI híbrido utiliza los elementos del circuito distribuido que se fabrican en el CI utilizando una técnica de metalización de una sola capa, mientras que el CI híbrido en miniatura utiliza elementos de varios niveles.

La mayoría de los circuitos analógicos utilizan tecnología de meso-aislamiento para aislar áreas activas de tipo n utilizadas para FET y diodos. Los circuitos planos se fabrican mediante la implantación de iones en un sustrato semiaislante y, para proporcionar aislamiento, las áreas se enmascaran.

"Via hole"La tecnología se utiliza para conectar la fuente con electrodos fuente conectados a tierra, en un FET de GaAs, que se muestra en la siguiente figura.

Hay muchas aplicaciones de los MMIC.

• Comunicación militar
• Radar
• ECM
• Sistemas de antenas de arreglo en fase
• Sistemas de espectro ensanchado y TDMA

Son rentables y también se utilizan en muchas aplicaciones de consumo doméstico como DTH, telecomunicaciones e instrumentación, etc.

Al igual que otros sistemas, los sistemas de microondas constan de muchos componentes de microondas, principalmente con la fuente en un extremo y la carga en el otro, todos conectados con guías de ondas o cables coaxiales o sistemas de líneas de transmisión.

A continuación se muestran las propiedades de las guías de ondas.

• SNR alto
• Baja atenuación
• Menor pérdida de inserción

Funciones de microondas de guía de ondas

Considere una guía de ondas con 4 puertos. Si la energía se aplica a un puerto, pasa a través de los 3 puertos en algunas proporciones donde una parte puede reflejarse desde el mismo puerto. Este concepto se describe claramente en la siguiente figura.

Parámetros de dispersión

Para una red de dos puertos, como se muestra en la siguiente figura, si la energía se aplica en un puerto, como acabamos de discutir, la mayor parte de la energía se escapa del otro puerto, mientras que una parte se refleja en el mismo puerto. En la siguiente figura, siV₁ o V₂ se aplica, entonces I₁ o I₂ la corriente fluye respectivamente.

Si la fuente se aplica al puerto opuesto, se deben considerar otras dos combinaciones. Entonces, para una red de dos puertos, es probable que ocurran combinaciones de 2 × 2 = 4.

Las ondas viajeras con potencias asociadas cuando se dispersan a través de los puertos, la unión de microondas se puede definir mediante S-Parameters o Scattering Parameters, que se representan en forma de matriz, denominada "Scattering Matrix".

Matriz de dispersión

Es una matriz cuadrada que proporciona todas las combinaciones de relaciones de potencia entre los distintos puertos de entrada y salida de una unión de microondas. Los elementos de esta matriz se llaman"Scattering Coefficients" o "Scattering (S) Parameters".

Considere la siguiente figura.

Aquí, la fuente está conectada a través de la línea $ i ^ {th} $ mientras que $ a_1 $ es la onda incidente y $ b_1 $ es la onda reflejada.

Si se da una relación entre $ b_1 $ y $ a_1 $,

$$ b_1 = (coeficiente \: \: reflejo) a_1 = S_ {1i} a_1 $$

Dónde

• $ S_ {1i} $ = Coeficiente de reflexión de $ 1 ^ {st} $ línea (donde $ i $ es el puerto de entrada y $ 1 $ es el puerto de salida)

• $ 1 $ = Reflexión de $ 1 ^ {st} $ línea

• $ i $ = Fuente conectada en $ i ^ {th} $ línea

Si la impedancia coincide, la potencia se transfiere a la carga. Es poco probable, si la impedancia de carga no coincide con la impedancia característica. Entonces, ocurre el reflejo. Eso significa que la reflexión ocurre si

$$ Z_l \ neq Z_o $$

Sin embargo, si esta discrepancia existe para más de un puerto, por ejemplo $ 'n' $ ports, entonces $ i = 1 $ a $ n $ (ya que $ i $ puede ser cualquier línea desde $ 1 $ a $ n $).

Por lo tanto, tenemos

$$ b_1 = S_ {11} a_1 + S_ {12} a_2 + S_ {13} a_3 + ............... + S_ {1n} a_n $$

$$ b_2 = S_ {21} a_1 + S_ {22} a_2 + S_ {23} a_3 + ............... + S_ {2n} a_n $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$. $$

$$ b_n = S_ {n1} a_1 + S_ {n2} a_2 + S_ {n3} a_3 + ............... + S_ {nn} a_n $$

Cuando todo esto se mantiene en forma de matriz,

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\. \\. \\. \\ b_n \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13 } & ... & S_ {1n} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} & ... & S_ {2n} \\. &. &. & ... &. \\. &. &. & ... &. \\. &. &. & ... &. \\ S_ {n1} & S_ {n2} & S_ {n3} & ... & S_ {nn} \\ \ end {bmatrix} \ times \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \\. \ \. \\. \\ a_n \ end {bmatrix} $$

Column matrix $ [b] $ Scattering matrix $ [S] $Matrix $ [a] $

La columna matriz $ \ left [b \ right] $ corresponde a las ondas reflejadas o la salida, mientras que la matriz $ \ left [a \ right] $ corresponde a las ondas incidentes o la entrada. La matriz de la columna de dispersión $ \ left [s \ right] $ que es del orden de $ n \ times n $ contiene los coeficientes de reflexión y de transmisión. Por lo tanto,

$$ \ left [b \ right] = \ left [S \ right] \ left [a \ right] $$

Propiedades de la matriz [S]

La matriz de dispersión se indica como matriz $ [S] $. Hay pocas propiedades estándar para la matriz $ [S] $. Ellos son -

• $ [S] $ es siempre una matriz cuadrada de orden (nxn)

  $ [S] _ {n \ veces n} $

• $ [S] $ es una matriz simétrica

  es decir, $ S_ {ij} = S_ {ji} $

• $ [S] $ es una matriz unitaria

  es decir, $ [S] [S] ^ * = I $

• La suma de los productos de cada término de cualquier fila o columna multiplicada por el complejo conjugado de los términos correspondientes de cualquier otra fila o columna es cero. es decir,

$$ \ sum_ {i = j} ^ {n} S_ {ik} S_ {ik} ^ {*} = 0 \: para \: k \ neq j $$

$$ (k = 1,2,3, ... \: n) \: y \: (j = 1,2,3, ... \: n) $$

• Si la distancia eléctrica entre algún $ k ^ {th} $ puerto y la unión es $ \ beta _kI_k $, entonces los coeficientes de $ S_ {ij} $ que involucran a $ k $, se multiplicarán por el factor $ e ^ {- j \ beta kIk} $

En los próximos capítulos, veremos diferentes tipos de uniones en T para microondas.

Una unión en T del E-Plane se forma conectando una guía de ondas simple a la dimensión más amplia de una guía de ondas rectangular, que ya tiene dos puertos. Los brazos de las guías de ondas rectangulares hacen dos puertos llamadoscollinear ports es decir, Port1 y Port2, mientras que el nuevo, Port3 se llama Side arm o E-arm. Esta camiseta del plano E también se llamaSeries Tee.

Como el eje del brazo lateral es paralelo al campo eléctrico, esta unión se denomina unión en T del plano E. Esto también se llamaVoltage o Series junction. Los puertos 1 y 2 están desfasados ​​180 ° entre sí. Los detalles de la sección transversal de la T del plano E se pueden comprender en la siguiente figura.

La siguiente figura muestra la conexión realizada por el brazo lateral a la guía de ondas bidireccional para formar el puerto paralelo.

Propiedades de E-Plane Tee

Las propiedades de E-Plane Tee se pueden definir mediante su matriz $ [S] _ {3x3} $.

Es una matriz de 3 × 3 ya que hay 3 posibles entradas y 3 posibles salidas.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} \\ S_ {31} & S_ {32 } & S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

Los coeficientes de dispersión $ S_ {13} $ y $ S_ {23} $ están desfasados ​​180 ° con una entrada en el puerto 3.

$ S_ {23} = -S_ {13} $........ Equation 2

El puerto está perfectamente adaptado al cruce.

$ S_ {33} = 0 $........ Equation 3

De la propiedad simétrica,

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21} \: \: S_ {23} = S_ {32} \: \: S_ {13} = S_ {31} $........ Equation 4

Considerando las ecuaciones 3 y 4, la matriz $ [S] $ se puede escribir como,

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & -S_ {13} \\ S_ {13} & -S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} $........ Equation 5

Podemos decir que tenemos cuatro incógnitas, considerando la propiedad de simetría.

De la propiedad unitaria

$$ [S] [S] \ ast = [I] $$

$$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & -S_ {13} \\ S_ {13} & -S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} \: \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & -S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*} & -S_ {13} ^ {*} & 0 \ end {bmatrix} = \ begin { bmatrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $$

Multiplicando obtenemos,

(Observando R como fila y C como columna)

$ R_1C_1: S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 6

$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 7

$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8

$ R_3C_1: S_ {13} S_ {11} ^ {*} - S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 1 $ ......... Equation 9

Igualando las ecuaciones 6 y 7, obtenemos

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 10

De la ecuación 8,

$ 2 \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 \ quad o \ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 11

De la ecuación 9,

$ S_ {13} \ left (S_ {11} ^ {*} - S_ {12} ^ {*} \ right) $

O $ S_ {11} = S_ {12} = S_ {22} $ ......... Equation 12

Usando las ecuaciones 10, 11 y 12 en la ecuación 6,

obtenemos,

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 $

$ 2 \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} $

O $ S_ {11} = \ frac {1} {2} $ ......... Equation 13

Sustituyendo los valores de las ecuaciones anteriores en la matriz $ [S] $,

Obtenemos,

$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac { 1} {2} & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} y - \ frac {1} { \ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} $$

Sabemos que $ [b] $ = $ [S] [a] $

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2 }} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$

Esta es la matriz de dispersión para E-Plane Tee, lo que explica sus propiedades de dispersión.

Una unión en T del plano H se forma conectando una guía de ondas simple a una guía de ondas rectangular que ya tiene dos puertos. Los brazos de las guías de ondas rectangulares hacen dos puertos llamadoscollinear ports es decir, Port1 y Port2, mientras que el nuevo, Port3 se llama Side arm o H-arm. Esta camiseta de plano H también se llamaShunt Tee.

Como el eje del brazo lateral es paralelo al campo magnético, esta unión se denomina unión en T del plano H. Esto también se llamaCurrent junction, ya que el campo magnético se divide en brazos. Los detalles de la sección transversal de la T del plano H se pueden comprender en la siguiente figura.

La siguiente figura muestra la conexión realizada por el brazo lateral a la guía de ondas bidireccional para formar el puerto serie.

Propiedades de la camiseta H-Plane

Las propiedades de H-Plane Tee se pueden definir por su matriz $ \ left [S \ right] _ {3 \ times 3} $.

Es una matriz de 3 × 3 ya que hay 3 posibles entradas y 3 posibles salidas.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} \\ S_ {31} & S_ {32 } & S_ {33} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

Los coeficientes de dispersión $ S_ {13} $ y $ S_ {23} $ son iguales aquí ya que la unión es simétrica en el plano.

De la propiedad simétrica,

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21} \: \: S_ {23} = S_ {32} = S_ {13} \: \: S_ {13} = S_ {31} $

El puerto está perfectamente emparejado

$ S_ {33} = 0 $

Ahora, la matriz $ [S] $ se puede escribir como,

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} \\ S_ {13} & S_ {13 } & 0 \ end {bmatrix} $ ........ Equation 2

Podemos decir que tenemos cuatro incógnitas, considerando la propiedad de simetría.

De la propiedad unitaria

$$ [S] [S] \ ast = [I] $$

$$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 \ end {bmatrix} \: \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} \\ S_ {13} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & 0 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $$

Multiplicando obtenemos,

(Observando R como fila y C como columna)

$ R_1C_1: S_ {11} S_ {11} ^ {*} + S_ {12} S_ {12} ^ {*} + S_ {13} S_ {13} ^ {*} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $........ Equation 3

$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 4

$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 5

$ R_3C_1: S_ {13} S_ {11} ^ {*} - S_ {13} S_ {12} ^ {*} = 0 $ ......... Equation 6

$ 2 \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 \ quad o \ quad S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $......... Equation 7

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 $

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 8

De la ecuación 6, $ S_ {13} \ left (S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} \ right) = 0 $

Dado que, $ S_ {13} \ neq 0, S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0, \: o \: S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $

O $ S_ {11} = -S_ {12} \: \: o \: \: S_ {12} = -S_ {11} $......... Equation 9

Usando estos en la ecuación 3,

Dado que, $ S_ {13} \ neq 0, S_ {11} ^ {*} + S_ {12} ^ {*} = 0, \: o \: S_ {11} ^ {*} = -S_ {12} ^ {*} $

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} = 1 \ quad o \ quad 2 \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 = \ frac {1} {2} \ quad o \ quad S_ {11} = \ frac {1} {2} $..... Equation 10

De la ecuación 8 y 9,

$ S_ {12} = - \ frac {1} {2} $......... Equation 11

$ S_ {22} = \ frac {1} {2} $......... Equation 12

Sustituyendo $ S_ {13} $, $ S_ {11} $, $ S_ {12} $ y $ S_ {22} $ de la ecuación 7 y 10, 11 y 12 en la ecuación 2,

Obtenemos,

$$ \ left [S \ right] = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} { \ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} $$

Sabemos que $ [b] $ = $ [s] [a] $

$$ \ begin {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end {bmatrix} = \ begin {bmatrix} \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {2} & \ frac {1} { \ sqrt {2}} \\ - \ frac {1} {2} & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt { 2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end {bmatrix} $$

Esta es la matriz de dispersión para H-Plane Tee, lo que explica sus propiedades de dispersión.

Una unión en T plana EH se forma uniendo dos guías de ondas simples, una paralela y la otra en serie, a una guía de ondas rectangular que ya tiene dos puertos. Esto también se llamaMagic Teeo Hybrid o 3dB coupler.

Los brazos de las guías de ondas rectangulares hacen dos puertos llamados collinear ports es decir, el puerto 1 y el puerto 2, mientras que el puerto 3 se llama como H-Arm o Sum port o Parallel port. El puerto 4 se llama comoE-Arm o Difference port o Series port.

Los detalles de la sección transversal de Magic Tee se pueden comprender en la siguiente figura.

La siguiente figura muestra la conexión realizada por los brazos laterales a la guía de ondas bidireccional para formar puertos paralelos y seriales.

Características de la camiseta plana EH

• Si se envía una señal de igual fase y magnitud al puerto 1 y al puerto 2, entonces la salida en el puerto 4 es cero y la salida en el puerto 3 será la suma de los puertos 1 y 2.

• Si se envía una señal al puerto 4, (E-arm), entonces la potencia se divide entre los puertos 1 y 2 por igual pero en fase opuesta, mientras que no habría salida en el puerto 3. Por lo tanto, $ S_ {34} $ = 0 .

• Si se alimenta una señal en el puerto 3, entonces la potencia se divide entre los puertos 1 y 2 por igual, mientras que no habría salida en el puerto 4. Por lo tanto, $ S_ {43} $ = 0.

• Si se alimenta una señal en uno de los puertos colineales, entonces no aparece salida en el otro puerto colineal, ya que el brazo E produce un retraso de fase y el brazo H produce un avance de fase. Entonces, $ S_ {12} $ = $ S_ {21} $ = 0.

Propiedades de EH Plane Tee

Las propiedades de EH Plane Tee se pueden definir mediante su matriz $ \ left [S \ right] _ {4 \ times 4} $.

Es una matriz de 4 × 4 ya que hay 4 posibles entradas y 4 posibles salidas.

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {21} & S_ {22} & S_ {23} & S_ {24} \\ S_ {31} & S_ {32} & S_ {33} & S_ {34} \\ S_ {41} & S_ {42} & S_ {43} & S_ {44} \ end {bmatrix} $ ........ Equation 1

Como tiene sección en T de H-Plane

$ S_ {23} = S_ {13} $........ Equation 2

Como tiene sección E-Plane Tee

$ S_ {24} = -S_ {14} $........ Equation 3

El puerto E-Arm y el puerto H-Arm están tan aislados que el otro no entregará una salida, si se aplica una entrada en uno de ellos. Por tanto, esto se puede señalar como

$ S_ {34} = S_ {43} = 0 $........ Equation 4

De la propiedad de simetría, tenemos

$ S_ {ij} = S_ {ji} $

$ S_ {12} = S_ {21}, S_ {13} = S_ {31}, S_ {14} = S_ {41} $

$ S_ {23} = S_ {32}, S_ {24} = S_ {42}, S_ {34} = S_ {43} $........ Equation 5

Si los puertos 3 y 4 están perfectamente adaptados a la unión, entonces

$ S_ {33} = S_ {44} = 0 $........ Equation 6

Sustituyendo todas las ecuaciones anteriores en la ecuación 1, para obtener la matriz $ [S] $,

$ [S] = \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} & -S_ {14 } \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $........ Equation 7

De propiedad unitaria, $ [S] [S] ^ \ ast = [I] $

$ \ begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} & S_ {13} & S_ {14} \\ S_ {12} & S_ {22} & S_ {13} & -S_ {14} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} \ begin {bmatrix} S_ {11} ^ {*} & S_ {12} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & S_ {14} ^ {*} \\ S_ {12} ^ {*} & S_ {22} ^ {*} & S_ {13} ^ {*} & -S_ {14} ^ {*} \\ S_ {13} & S_ {13} & 0 & 0 \\ S_ {14} & -S_ {14} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $

$ = \ begin {bmatrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \ end {bmatrix} $

$ R_1C_1: \ izquierda | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 8

$ R_2C_2: \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 9

$ R_3C_3: \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {13} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 10

$ R_4C_4: \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {14} \ right | ^ 2 = 1 $......... Equation 11

De las ecuaciones 10 y 11, obtenemos

$ S_ {13} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 12

$ S_ {14} = \ frac {1} {\ sqrt {2}} $........ Equation 13

Comparando las ecuaciones 8 y 9, tenemos

$ S_ {11} = S_ {22} $ ......... Equation 14

Usando estos valores de las ecuaciones 12 y 13, obtenemos

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 + \ frac {1} {2} + \ frac {1} {2} = 1 $

$ \ left | S_ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S_ {12} \ right | ^ 2 = 0 $

$ S_ {11} = S_ {22} = 0 $ ......... Equation 15

De la ecuación 9, obtenemos $ S_ {22} = 0 $ ......... Equation 16

Ahora entendemos que los puertos 1 y 2 están perfectamente adaptados a la unión. Como se trata de una unión de 4 puertos, siempre que dos puertos coincidan perfectamente, los otros dos puertos también se adaptarán perfectamente a la unión.

La unión en la que los cuatro puertos se combinan perfectamente se denomina unión Magic Tee.

Sustituyendo las ecuaciones de 12 a 16, en la matriz $ [S] $ de la ecuación 7, obtenemos la matriz de dispersión de Magic Tee como

$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0 & 0 & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ 0 & 0 & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \ end {bmatrix} $$

Ya sabemos que $ [b] $ = $ [S] [a] $

Reescribiendo lo anterior, obtenemos

$$ \ begin {vmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\ b_4 \ end {vmatrix} = \ begin {bmatrix} 0 & 0 & \ frac {1} {2} & \ frac {1} {\ sqrt {2} } \\ 0 & 0 & \ frac {1} {2} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \\ \ frac {1} {\ sqrt {2}} & - \ frac {1} {\ sqrt {2}} & 0 & 0 \ end {bmatrix} \ begin {vmatrix} a_1 \ \ a_2 \\ a_3 \\ a_4 \ end {vmatrix} $$

Aplicaciones de EH Plane Tee

Algunas de las aplicaciones más comunes de EH Plane Tee son las siguientes:

• La unión del plano EH se utiliza para medir la impedancia: se conecta un detector nulo al puerto E-Arm mientras que la fuente de microondas está conectada al puerto H-Arm. Los puertos colineales junto con estos puertos forman un puente y la medición de impedancia se realiza equilibrando el puente.

• EH Plane Tee se utiliza como duplexor: un duplexor es un circuito que funciona como transmisor y receptor, usando una sola antena para ambos propósitos. Los puertos 1 y 2 se utilizan como receptor y transmisor donde están aislados y, por lo tanto, no interferirán. La antena está conectada al puerto E-Arm. Se conecta una carga combinada al puerto H-Arm, que no proporciona reflejos. Ahora, existe transmisión o recepción sin ningún problema.

• EH Plane Tee se utiliza como mezclador: el puerto E-Arm está conectado con una antena y el puerto H-Arm está conectado con un oscilador local. El puerto 2 tiene una carga combinada que no tiene reflejos y el puerto 1 tiene el circuito mezclador, que obtiene la mitad de la potencia de la señal y la mitad de la potencia del oscilador para producir la frecuencia de FI.

Además de las aplicaciones anteriores, una unión en T plana EH también se utiliza como puente de microondas, discriminador de microondas, etc.

Este dispositivo de microondas se utiliza cuando existe la necesidad de combinar dos señales sin diferencia de fase y para evitar las señales con diferencia de camino.

Se toma una unión en T normal de tres puertos y se le agrega un cuarto puerto, para convertirla en una unión de traza. Todos estos puertos están conectados en forma de anillo angular a intervalos iguales utilizando uniones en serie o en paralelo.

La circunferencia media de la carrera total es 1.5λ y cada uno de los cuatro puertos está separado por una distancia de λ / 4. La siguiente figura muestra la imagen de un cruce de carrera de ratas.

Consideremos algunos casos para comprender el funcionamiento de un cruce de carrera de ratas.

Caso 1

Si la potencia de entrada se aplica en el puerto 1, se divide igualmente en dos puertos, pero en el sentido de las agujas del reloj para el puerto 2 y en el sentido contrario a las agujas del reloj para el puerto 4. El puerto 3 no tiene absolutamente ninguna salida.

La razón es que, en los puertos 2 y 4, las potencias se combinan en fase, mientras que en el puerto 3, la cancelación se produce debido a la diferencia de ruta λ / 2.

Caso 2

Si la energía de entrada se aplica en el puerto 3, la energía se divide igualmente entre el puerto 2 y el puerto 4. Pero no habrá salida en el puerto 1.

Caso 3

Si se aplican dos señales desiguales en el puerto 1, entonces la salida será proporcional a la suma de las dos señales de entrada, que se divide entre el puerto 2 y 4. Ahora, en el puerto 3, aparece la salida diferencial.

La matriz de dispersión para la unión de la carrera de ratas se representa como

$$ [S] = \ begin {bmatrix} 0 & S_ {12} & 0 & S_ {14} \\ S_ {21} & 0 & S_ {23} & 0 \\ 0 & S_ {32} & 0 & S_ {34} \ \ S_ {41} & 0 & S_ {43} & 0 \ end {bmatrix} $$

Aplicaciones

La unión de carrera de ratas se utiliza para combinar dos señales y dividir una señal en dos mitades.

UN Directional coupleres un dispositivo que toma muestras de una pequeña cantidad de potencia de microondas con fines de medición. Las medidas de potencia incluyen la potencia incidente, la potencia reflejada, los valores de VSWR, etc.

El acoplador direccional es una unión de guía de ondas de 4 puertos que consta de una guía de ondas principal principal y una guía de ondas auxiliar secundaria. La siguiente figura muestra la imagen de un acoplador direccional.

El acoplador direccional se utiliza para acoplar la potencia de microondas que puede ser unidireccional o bidireccional.

Propiedades de los acopladores direccionales

Las propiedades de un acoplador direccional ideal son las siguientes.

• Todas las terminaciones se corresponden con los puertos.

• Cuando la energía viaja del puerto 1 al puerto 2, una parte se acopla al puerto 4 pero no al puerto 3.

• Como también es un acoplador bidireccional, cuando la energía viaja del puerto 2 al puerto 1, una parte se acopla al puerto 3 pero no al puerto 4.

• Si la energía pasa por el puerto 3, una parte se acopla al puerto 2, pero no al puerto 1.

• Si la energía incide a través del puerto 4, una parte se acopla al puerto 1, pero no al puerto 2.

• Los puertos 1 y 3 están desacoplados, al igual que los puertos 2 y 4.

Idealmente, la salida del puerto 3 debería ser cero. Sin embargo, prácticamente, una pequeña cantidad de energía llamadaback power se observa en el puerto 3. La siguiente figura indica el flujo de energía en un acoplador direccional.

Dónde

• $ P_i $ = Potencia incidente en el puerto 1

• $ P_r $ = Energía recibida en el puerto 2

• $ P_f $ = Potencia acoplada hacia adelante en el puerto 4

• $ P_b $ = Energía de respaldo en el puerto 3

A continuación se muestran los parámetros que se utilizan para definir el rendimiento de un acoplador direccional.

Factor de acoplamiento (C)

El factor de acoplamiento de un acoplador direccional es la relación entre la potencia incidente y la potencia directa, medida en dB.

$$ C = 10 \: log_ {10} \ frac {P_i} {P_f} dB $$

Directividad (D)

La directividad de un acoplador direccional es la relación entre la potencia directa y la potencia trasera, medida en dB.

$$ D = 10 \: log_ {10} \ frac {P_f} {P_b} dB $$

Aislamiento

Define las propiedades directivas de un acoplador direccional. Es la relación entre la potencia incidente y la potencia trasera, medida en dB.

$$ I = 10 \: log_ {10} \ frac {P_i} {P_b} dB $$

Isolation in dB = Coupling factor + Directivity

Acoplador direccional de dos orificios

Este es un acoplador direccional con las mismas guías de ondas principal y auxiliar, pero con dos pequeños orificios que son comunes entre ellas. Estos agujeros están separados por una distancia de $ {\ lambda_g} / {4} $ donde λg es la longitud de onda de la guía. La siguiente figura muestra la imagen de un acoplador direccional de dos orificios.

Un acoplador direccional de dos orificios está diseñado para cumplir con el requisito ideal del acoplador direccional, que es evitar la contracorriente. Parte de la energía mientras viaja entre el puerto 1 y el puerto 2 se escapa a través de los orificios 1 y 2.

La magnitud de la potencia depende de las dimensiones de los agujeros. Esta potencia de fuga en ambos agujeros está en fase en el agujero 2, sumando la potencia que contribuye a la potencia de avance.P_f. Sin embargo, está desfasado en el hoyo 1, anulándose entre sí y evitando que se produzca la energía de retorno.

Por tanto, mejora la directividad de un acoplador direccional.

Juntas de guía de ondas

Como un sistema de guía de ondas no siempre se puede construir en una sola pieza, a veces es necesario unir diferentes guías de ondas. Esta unión debe realizarse con cuidado para evitar problemas tales como: efectos de reflexión, creación de ondas estacionarias y aumento de la atenuación, etc.

Las juntas de la guía de ondas además de evitar irregularidades, también deben cuidar los patrones de campo E y H no afectando a las mismas. Hay muchos tipos de juntas de guía de ondas, como bridas atornilladas, bridas, estranguladores, etc.

Para la generación y amplificación de microondas, se necesitan unos tubos especiales llamados Microwave tubes. De todos ellos,Klystron es importante.

Los elementos esenciales de Klystron son los haces de electrones y los resonadores de cavidad. Los haces de electrones se producen a partir de una fuente y los klistrones de la cavidad se emplean para amplificar las señales. Un colector está presente al final para recolectar los electrones. Toda la configuración es como se muestra en la siguiente figura.

Los electrones emitidos por el cátodo se aceleran hacia el primer resonador. El colector al final tiene el mismo potencial que el resonador. Por tanto, normalmente los electrones tienen una velocidad constante en el espacio entre los resonadores de la cavidad.

Inicialmente, el primer resonador de cavidad recibe una señal débil de alta frecuencia, que debe amplificarse. La señal iniciará un campo electromagnético dentro de la cavidad. Esta señal pasa a través de un cable coaxial como se muestra en la siguiente figura.

Debido a este campo, los electrones que pasan por el resonador de cavidad se modulan. Al llegar al segundo resonador, los electrones se inducen con otro EMF a la misma frecuencia. Este campo es lo suficientemente fuerte como para extraer una gran señal de la segunda cavidad.

Resonador de cavidad

Primero intentemos comprender los detalles constructivos y el funcionamiento de un resonador de cavidad. La siguiente figura indica el resonador de cavidad.

Un circuito resonante simple que consta de un condensador y un bucle inductivo se puede comparar con este resonador de cavidad. Un conductor tiene electrones libres. Si se aplica una carga al condensador para cargarlo a un voltaje de esta polaridad, muchos electrones se eliminan de la placa superior y se introducen en la placa inferior.

La placa que tiene más deposición de electrones será el cátodo y la placa que tiene menor número de electrones se convierte en el ánodo. La siguiente figura muestra la deposición de carga en el capacitor.

Las líneas del campo eléctrico se dirigen desde la carga positiva hacia la negativa. Si el condensador está cargado con polaridad inversa, entonces la dirección del campo también se invierte. El desplazamiento de electrones en el tubo, constituye una corriente alterna. Esta corriente alterna da lugar a un campo magnético alterno, que está desfasado con el campo eléctrico del condensador.

Cuando el campo magnético está en su fuerza máxima, el campo eléctrico es cero y después de un tiempo, el campo eléctrico se vuelve máximo mientras que el campo magnético está en cero. Este intercambio de fuerza ocurre durante un ciclo.

Resonador cerrado

Cuanto menor sea el valor del condensador y la inductividad del bucle, mayor será la oscilación o la frecuencia de resonancia. Como la inductancia del bucle es muy pequeña, se pueden obtener altas frecuencias.

Para producir una señal de frecuencia más alta, la inductancia se puede reducir aún más colocando más bucles inductivos en paralelo como se muestra en la siguiente figura. Esto da como resultado la formación de un resonador cerrado que tiene frecuencias muy altas.

En un resonador cerrado, los campos eléctricos y magnéticos están confinados al interior de la cavidad. El primer resonador de la cavidad es excitado por la señal externa a amplificar. Esta señal debe tener una frecuencia a la que la cavidad pueda resonar. La corriente en este cable coaxial crea un campo magnético, por el cual se origina un campo eléctrico.

Trabajo de Klystron

Para comprender la modulación del haz de electrones, entrando en la primera cavidad, consideremos el campo eléctrico. El campo eléctrico en el resonador sigue cambiando su dirección del campo inducido. Dependiendo de esto, los electrones que salen del cañón de electrones controlan su ritmo.

Como los electrones tienen carga negativa, se aceleran si se mueven en dirección opuesta a la del campo eléctrico. Además, si los electrones se mueven en la misma dirección del campo eléctrico, se desaceleran. Este campo eléctrico sigue cambiando, por lo tanto, los electrones se aceleran y desaceleran dependiendo del cambio del campo. La siguiente figura indica el flujo de electrones cuando el campo está en la dirección opuesta.

Mientras se mueven, estos electrones entran en el espacio libre de campo llamado drift spaceentre los resonadores con diferentes velocidades, que crean grupos de electrones. Estos racimos se crean debido a la variación en la velocidad de desplazamiento.

Estos racimos entran en el segundo resonador, con una frecuencia correspondiente a la frecuencia a la que oscila el primer resonador. Como todos los resonadores de la cavidad son idénticos, el movimiento de los electrones hace que el segundo resonador oscile. La siguiente figura muestra la formación de grupos de electrones.

El campo magnético inducido en el segundo resonador induce algo de corriente en el cable coaxial, iniciando la señal de salida. La energía cinética de los electrones en la segunda cavidad es casi igual a la de la primera cavidad, por lo que no se toma energía de la cavidad.

Los electrones al pasar a través de la segunda cavidad, pocos de ellos se aceleran mientras que los racimos de electrones se desaceleran. Por tanto, toda la energía cinética se convierte en energía electromagnética para producir la señal de salida.

La amplificación de dicho Klystron de dos cavidades es baja y, por lo tanto, se utilizan Klystrons de múltiples cavidades.

La siguiente figura muestra un ejemplo de amplificador Klystron de múltiples cavidades.

Con la señal aplicada en la primera cavidad, obtenemos racimos débiles en la segunda cavidad. Estos establecerán un campo en la tercera cavidad, que produce racimos más concentrados y así sucesivamente. Por tanto, la amplificación es mayor.

Este generador de microondas, es un Klystron que trabaja con reflejos y oscilaciones en una sola cavidad, que tiene una frecuencia variable.

Reflex Klystron consta de un cañón de electrones, un filamento de cátodo, una cavidad de ánodo y un electrodo en el potencial de cátodo. Proporciona poca potencia y baja eficiencia.

Construcción de Reflex Klystron

El cañón de electrones emite el haz de electrones, que pasa a través del espacio en la cavidad del ánodo. Estos electrones viajan hacia el electrodo repelente, que tiene un alto potencial negativo. Debido al alto campo negativo, los electrones se repelen a la cavidad del ánodo. En su viaje de regreso, los electrones dan más energía al espacio y estas oscilaciones se mantienen. Los detalles de construcción de este klystron reflejo se muestran en la siguiente figura.

Se supone que ya existen oscilaciones en el tubo y que son sostenidas por su funcionamiento. Los electrones al pasar a través de la cavidad del ánodo, ganan algo de velocidad.

Operación de Reflex Klystron

El funcionamiento de Reflex Klystron se entiende por algunos supuestos. El haz de electrones se acelera hacia la cavidad del ánodo.

Supongamos que un electrón de referencia e_ratraviesa la cavidad del ánodo pero no tiene velocidad extra y se repele después de alcanzar el electrodo repelente, con la misma velocidad. Otro electrón, digamose_e que ha comenzado antes que este electrón de referencia, llega primero al Repelente, pero regresa lentamente, alcanzando al mismo tiempo que el electrón de referencia.

Tenemos otro electrón, el electrón tardío e_l, que comienza más tarde que ambos e_r y e_esin embargo, se mueve con mayor velocidad mientras regresa, alcanzando al mismo tiempo que er y ee.

Ahora, estos tres electrones, a saber e_r, e_e y e_l alcanzar la brecha al mismo tiempo, formando una electron bunch. Este tiempo de viaje se llamatransit time, que debería tener un valor óptimo. La siguiente figura ilustra esto.

La cavidad del ánodo acelera los electrones mientras avanza y gana su energía al retardarlos durante el viaje de regreso. Cuando el voltaje de la brecha es máximo positivo, esto permite que los electrones negativos máximos se retarden.

El tiempo de tránsito óptimo se representa como

$$ T = n + \ frac {3} {4} \ quad donde \: n \: es \: un \: entero $$

Este tiempo de tránsito depende de los voltajes del repelente y del ánodo.

Aplicaciones de Reflex Klystron

Reflex Klystron se utiliza en aplicaciones donde se desea una frecuencia variable, como:

• Receptores de radio
• Enlaces de microondas portátiles
• Amplificadores paramétricos
• Osciladores locales de receptores de microondas
• Como fuente de señal donde se desea una frecuencia variable en generadores de microondas.

Los tubos de ondas viajeras son dispositivos de microondas de banda ancha que no tienen resonadores de cavidad como los Klystrons. La amplificación se realiza mediante la interacción prolongada entre un haz de electrones y un campo de radiofrecuencia (RF).

Construcción del tubo de onda viajera

El tubo de onda progresiva es una estructura cilíndrica que contiene un cañón de electrones de un tubo catódico. Tiene placas de ánodo, hélice y colector. La entrada de RF se envía a un extremo de la hélice y la salida se extrae del otro extremo de la hélice.

Un cañón de electrones enfoca un haz de electrones con la velocidad de la luz. Un campo magnético guía el rayo para enfocar, sin dispersión. El campo de RF también se propaga con la velocidad de la luz que es retardada por una hélice. Helix actúa como una estructura de onda lenta. El campo de RF aplicado propagado en hélice produce un campo eléctrico en el centro de la hélice.

El campo eléctrico resultante debido a la señal de RF aplicada viaja con la velocidad de la luz multiplicada por la relación entre el paso de la hélice y la circunferencia de la hélice. La velocidad del haz de electrones, que viaja a través de la hélice, induce energía a las ondas de RF en la hélice.

La siguiente figura explica las características de construcción de un tubo de onda viajera.

Por tanto, la salida amplificada se obtiene a la salida de TWT. La velocidad de fase axial $ V_p $ se representa como

$$ V_p = V_c \ left ({Pitch} / {2 \ pi r} \ right) $$

Dónde res el radio de la hélice. Como la hélice proporciona el menor cambio en la velocidad de fase $ V_p $, se prefiere sobre otras estructuras de onda lenta para TWT. En TWT, el cañón de electrones enfoca el haz de electrones, en el espacio entre las placas del ánodo, hacia la hélice, que luego se recoge en el colector. La siguiente figura explica la disposición de los electrodos en un tubo de onda progresiva.

Operación del tubo de onda viajera

Las placas del ánodo, cuando tienen potencial cero, lo que significa que cuando el campo eléctrico axial está en un nodo, la velocidad del haz de electrones no se ve afectada. Cuando la onda en el campo eléctrico axial está en el antinodo positivo, el electrón del haz de electrones se mueve en la dirección opuesta. Este electrón, acelerado, intenta alcanzar al electrón tardío, que se encuentra con el nodo del campo axial de RF.

En el punto donde el campo axial de RF está en el antinodo negativo, el electrón referido anteriormente intenta adelantar debido al efecto de campo negativo. Los electrones reciben velocidad modulada. Como resultado acumulativo, se induce una segunda onda en la hélice. La salida se vuelve más grande que la entrada y da como resultado una amplificación.

Aplicaciones del tubo de onda viajera

Hay muchas aplicaciones de un tubo de onda viajera.

• TWT se utiliza en receptores de microondas como amplificador de RF de bajo ruido.

• Los TWT también se utilizan en enlaces de comunicación de banda ancha y cables coaxiales como amplificadores repetidores o amplificadores intermedios para amplificar señales bajas.

• Los TWT tienen una vida útil prolongada, por lo que se utilizan como tubos de salida de potencia en satélites de comunicación.

• Los TWT de onda continua de alta potencia se utilizan en enlaces Troposcatter, debido a su gran potencia y grandes anchos de banda, para dispersarse a grandes distancias.

• Los TWT se utilizan en radares pulsados ​​de alta potencia y radares terrestres.

A diferencia de los tubos discutidos hasta ahora, los magnetrones son los tubos de campo cruzado en los que los campos eléctrico y magnético se cruzan, es decir, corren perpendiculares entre sí. En TWT, se observó que cuando los electrones interactuaban con RF, durante más tiempo que en Klystron, resultaban en una mayor eficiencia. La misma técnica se sigue en Magnetrons.

Tipos de magnetrones

Hay tres tipos principales de magnetrones.

Tipo de resistencia negativa

• Se utiliza la resistencia negativa entre dos segmentos de ánodo.
• Tienen baja eficiencia.
• Se utilizan a bajas frecuencias (<500 MHz).

Magnetrones de frecuencia de ciclotrón

• Se considera el sincronismo entre el componente eléctrico y los electrones oscilantes.

• Útil para frecuencias superiores a 100MHz.

Tipo de cavidad o onda viajera

• Se tiene en cuenta la interacción entre los electrones y el campo EM giratorio.

• Se proporcionan oscilaciones de potencia de pico alto.

• Útil en aplicaciones de radar.

Magnetrón de cavidad

El magnetrón se llama magnetrón de cavidad porque el ánodo se convierte en cavidades resonantes y se usa un imán permanente para producir un campo magnético fuerte, donde la acción de ambos hace que el dispositivo funcione.

Construcción de magnetrón de cavidad

Un cátodo cilíndrico grueso está presente en el centro y un bloque cilíndrico de cobre, se fija axialmente, que actúa como ánodo. Este bloque de ánodo está formado por una serie de ranuras que actúan como cavidades de ánodo resonante.

El espacio presente entre el ánodo y el cátodo se llama Interaction space. El campo eléctrico está presente radialmente mientras que el campo magnético está presente axialmente en el magnetrón de la cavidad. Este campo magnético es producido por un imán permanente, que se coloca de manera que las líneas magnéticas sean paralelas al cátodo y perpendiculares al campo eléctrico presente entre el ánodo y el cátodo.

Las siguientes figuras muestran los detalles de construcción de un magnetrón de cavidad y las líneas magnéticas de flujo presentes, axialmente.

Este magnetrón de cavidad tiene 8 cavidades estrechamente acopladas entre sí. Un magnetrón de cavidad N tiene modos de operación $ N $. Estas operaciones dependen de la frecuencia y la fase de las oscilaciones. El cambio de fase total alrededor del anillo de estos resonadores de cavidad debería ser $ 2n \ pi $ donde $ n $ es un número entero.

Si $ \ phi_v $ representa el cambio de fase relativo del campo eléctrico de CA a través de cavidades adyacentes, entonces

$$ \ phi_v = \ frac {2 \ pi n} {N} $$

Donde $ n = 0, \: \ pm1, \: \ pm2, \: \ pm \: (\ frac {N} {2} -1), \: \ pm \ frac {N} {2} $

Lo que significa que el modo de resonancia $ \ frac {N} {2} $ puede existir si $ N $ es un número par.

Si,

$$ n = \ frac {N} {2} \ quad luego \ quad \ phi_v = \ pi $$

Este modo de resonancia se llama $ \ pi-mode $.

$$ n = 0 \ quad luego \ quad \ phi_v = 0 $$

Esto se llama como Zero mode, porque no habrá campo eléctrico de RF entre el ánodo y el cátodo. Esto también se llamaFringing Field y este modo no se usa en magnetrones.

Funcionamiento del magnetrón de cavidad

Cuando el Cavity Klystron está en funcionamiento, tenemos que considerar diferentes casos. Repasemos en detalle.

Case 1

Si el campo magnético está ausente, es decir, B = 0, entonces el comportamiento de los electrones se puede observar en la siguiente figura. Considerando un ejemplo, donde el electróna va directamente al ánodo bajo una fuerza eléctrica radial.

Case 2

Si hay un aumento en el campo magnético, una fuerza lateral actúa sobre los electrones. Esto se puede observar en la siguiente figura, considerando el electrónb que toma un camino curvo, mientras que ambas fuerzas actúan sobre él.

El radio de esta ruta se calcula como

$$ R = \ frac {mv} {eB} $$

Varía proporcionalmente con la velocidad del electrón y es inversamente proporcional a la fuerza del campo magnético.

Case 3

Si el campo magnético B aumenta aún más, el electrón sigue un camino como el electrón c, simplemente rozando la superficie del ánodo y haciendo que la corriente del ánodo sea cero. Esto se llama "Critical magnetic field"$ (B_c) $, que es el campo magnético de corte. Consulte la siguiente figura para comprender mejor.

Case 4

Si el campo magnético se hace mayor que el campo crítico,

$$ B> B_c $$

Entonces los electrones siguen un camino como electrón d, donde el electrón salta de regreso al cátodo, sin ir al ánodo. Esto causa "back heating"del cátodo. Consulte la siguiente figura.

Esto se logra cortando el suministro eléctrico una vez que comienza la oscilación. Si esto continúa, la eficiencia de emisión del cátodo se ve afectada.

Funcionamiento del magnetrón de cavidad con campo de RF activo

Hemos discutido hasta ahora el funcionamiento del magnetrón de cavidad donde el campo de RF está ausente en las cavidades del magnetrón (caso estático). Analicemos ahora su funcionamiento cuando tenemos un campo de RF activo.

Al igual que en TWT, supongamos que están presentes las oscilaciones de RF iniciales, debido a algún ruido transitorio. Las oscilaciones son sostenidas por el funcionamiento del dispositivo. Hay tres tipos de electrones emitidos en este proceso, cuyas acciones se entienden como electrones.a, b y c, en tres casos diferentes.

Case 1

Cuando hay oscilaciones, un electrón a, ralentiza la transferencia de energía para oscilar. Los electrones que transfieren su energía a las oscilaciones se denominanfavored electrons. Estos electrones son responsables debunching effect.

Case 2

En este caso, otro electrón, digamos b, toma energía de las oscilaciones y aumenta su velocidad. A medida que se hace esto,

• Se dobla más bruscamente.
• Pasa poco tiempo en el espacio de interacción.
• Vuelve al cátodo.

Estos electrones se denominan unfavored electrons. No participan en el efecto de agrupamiento. Además, estos electrones son dañinos ya que causan "retrocalentamiento".

Case 3

En este caso, el electrón c, que se emite un poco más tarde, se mueve más rápido. Intenta ponerse al día con el electróna. El siguiente electrón emitidod, intenta caminar con a. Como resultado, los electrones favorecidosa, c y dforman grupos de electrones o nubes de electrones. Se llama como "efecto de enfoque de fase".

Todo este proceso se comprende mejor observando la siguiente figura.

La figura A muestra los movimientos de los electrones en diferentes casos, mientras que la figura B muestra las nubes de electrones formadas. Estas nubes de electrones se producen mientras el dispositivo está en funcionamiento. Las cargas presentes en la superficie interna de estos segmentos de ánodo siguen las oscilaciones en las cavidades. Esto crea un campo eléctrico que gira en el sentido de las agujas del reloj, que en realidad se puede ver mientras se realiza un experimento práctico.

Mientras el campo eléctrico está rotando, las líneas de flujo magnético se forman en paralelo al cátodo, bajo cuyo efecto combinado, los racimos de electrones se forman con cuatro radios, dirigidos en intervalos regulares, al segmento de ánodo positivo más cercano, en trayectorias en espiral.

Entre los dispositivos de medición de microondas, una configuración de banco de microondas, que consta de dispositivos de microondas, tiene un lugar destacado. Toda esta configuración, con pocas alternancias, es capaz de medir muchos valores como longitud de onda guía, longitud de onda de espacio libre, longitud de onda de corte, impedancia, frecuencia, VSWR, características de Klystron, características del diodo Gunn, medidas de potencia, etc.

La salida producida por las microondas, para determinar la potencia, es generalmente de poco valor. Varían con la posición en una línea de transmisión. Debe haber un equipo para medir la potencia de microondas, que en general será una configuración de banco de microondas.

Configuración de medición general del banco de microondas

Esta configuración es una combinación de diferentes partes que se pueden observar en detalle. La siguiente figura explica claramente la configuración.

Generador de señales

Como su nombre lo indica, genera una señal de microondas, del orden de unos pocos milivatios. Utiliza una técnica de modulación de velocidad para transferir un haz de onda continua a una potencia de milivatios.

Un oscilador de diodo Gunn o un tubo Reflex Klystron podrían ser un ejemplo de este generador de señales de microondas.

Atenuador de precisión

Este es el atenuador que selecciona la frecuencia deseada y limita la salida alrededor de 0 a 50 dB. Esto es variable y se puede ajustar según el requisito.

Atenuador variable

Este atenuador establece la cantidad de atenuación. Puede entenderse como un ajuste fino de valores, donde las lecturas se comparan con los valores del Atenuador de precisión.

Aislador

Esto elimina la señal que no se requiere para llegar al soporte del detector. El aislador permite que la señal pase a través de la guía de ondas solo en una dirección.

Medidor de frecuencia

Este es el dispositivo que mide la frecuencia de la señal. Con este medidor de frecuencia, la señal se puede ajustar a su frecuencia de resonancia. También proporciona la posibilidad de acoplar la señal a la guía de ondas.

Detector de cristal

En la figura anterior se indican una sonda de detector de cristal y un soporte de detector de cristal, donde el detector se conecta a través de una sonda al soporte. Se utiliza para demodular las señales.

Indicador de onda estacionaria

El voltímetro de onda estacionaria proporciona la lectura de la relación de onda estacionaria en dB. La guía de ondas está ranurada por un espacio para ajustar los ciclos de reloj de la señal. Las señales transmitidas por la guía de ondas se envían a través del cable BNC a VSWR o CRO para medir sus características.

Un banco de microondas configurado en una aplicación en tiempo real tendría el siguiente aspecto:

Ahora, echemos un vistazo a la parte importante de este banco de microondas, la línea ranurada.

Línea ranurada

En una línea de transmisión de microondas o guía de ondas, el campo electromagnético se considera como la suma de la onda incidente del generador y la onda reflejada al generador. Los reflejos indican un desajuste o una discontinuidad. La magnitud y fase de la onda reflejada depende de la amplitud y fase de la impedancia reflectante.

Las ondas estacionarias obtenidas se miden para conocer las imperfecciones de la línea de transmisión, lo cual es necesario para conocer el desajuste de impedancia para una transmisión efectiva. Esta línea ranurada ayuda a medir la relación de ondas estacionarias de un dispositivo de microondas.

Construcción

La línea ranurada consiste en una sección ranurada de una línea de transmisión, donde se debe realizar la medición. Tiene un carro de sonda móvil, para permitir que la sonda se conecte donde sea necesario, y la facilidad para conectar y detectar el instrumento.

En una guía de ondas, se hace una ranura en el centro del lado ancho, axialmente. Una sonda móvil conectada a un detector de cristal se inserta en la ranura de la guía de ondas.

Operación

La salida del detector de cristal es proporcional al cuadrado del voltaje de entrada aplicado. La sonda móvil permite una medición conveniente y precisa en su posición. Pero, a medida que se mueve la sonda, su salida es proporcional al patrón de onda estacionaria, que se forma dentro de la guía de ondas. Aquí se emplea un atenuador variable para obtener resultados precisos.

La salida VSWR se puede obtener mediante

$$ VSWR = \ sqrt {\ frac {V_ {max}} {V_ {min}}} $$

Donde, $ V $ es el voltaje de salida.

La siguiente figura muestra las diferentes partes de una línea ranurada etiquetada.

Las partes etiquetadas en la figura anterior indican lo siguiente.

• Lanzador: invita a la señal.
• Sección más pequeña de la guía de ondas.
• Aislador: evita reflejos en la fuente.
• Atenuador variable giratorio: para ajustes precisos.
• Sección ranurada: para medir la señal.
• Ajuste de profundidad de la sonda.
• Ajustes de afinación: para obtener precisión.
• Detector de cristal: detecta la señal.
• Carga combinada: absorbe la energía que sale.
• Cortocircuito: disposición para ser reemplazado por una carga.
• Botón giratorio: para ajustar durante la medición.
• Vernier: para obtener resultados precisos.

Para obtener una señal modulada de baja frecuencia en un osciloscopio, se emplea una línea ranurada con un detector sintonizable. Se puede utilizar un carro de línea ranurada con un detector sintonizable para medir lo siguiente.

• VSWR (relación de onda estacionaria de voltaje)
• Patrón de onda estacionaria
• Impedance
• Coeficiente de reflexión
• Pérdida de retorno
• Frecuencia del generador utilizado

Detector sintonizable

El detector sintonizable es un soporte de detector que se utiliza para detectar las señales de microondas moduladas de onda cuadrada de baja frecuencia. La siguiente figura da una idea de un montaje de detector sintonizable.

La siguiente imagen representa la aplicación práctica de este dispositivo. Se termina al final y tiene una abertura en el otro extremo al igual que el anterior.

Para proporcionar una coincidencia entre el sistema de transmisión de microondas y el soporte del detector, a menudo se usa un talón sintonizable. Hay tres tipos diferentes de talones ajustables.

• Detector de guía de ondas sintonizable
• Detector coaxial sintonizable
• Detector de sonda sintonizable

Además, hay talones fijos como:

• Sonda sintonizada de banda ancha fija
• Montaje de detector adaptado a guía de ondas fija

El montaje del detector es la etapa final en un banco de microondas que se termina al final.

En el campo de la ingeniería de microondas se dan muchas aplicaciones, como ya se dijo en el primer capítulo. Por lo tanto, al usar diferentes aplicaciones, a menudo nos encontramos con la necesidad de medir diferentes valores como potencia, atenuación, cambio de fase, VSWR, impedancia, etc. para un uso efectivo.

En este capítulo, echemos un vistazo a las diferentes técnicas de medición.

Medida de potencia

La potencia de microondas medida es la potencia media en cualquier posición de la guía de ondas. La medición de potencia puede ser de tres tipos.

• Medición de baja potencia (0,01 mW a 10 mW)

  Ejemplo: técnica bolométrica

• Medida de potencia media (10mW a 1W)

  Ejemplo: técnica del calorímetro

• Medida de alta potencia (> 10W)

  Ejemplo: Calorímetro Wattímetro

Repasemos en detalle.

Medida de baja potencia

La medición de la potencia de microondas alrededor de 0,01 mW a 10 mW, puede entenderse como la medida de baja potencia.

Bolometeres un dispositivo que se utiliza para mediciones de baja potencia de microondas. El elemento utilizado en el bolómetro puede ser de coeficiente de temperatura positivo o negativo. Por ejemplo, un barrater tiene un coeficiente de temperatura positivo cuya resistencia aumenta con el aumento de temperatura. El termistor tiene un coeficiente de temperatura negativo cuya resistencia disminuye con el aumento de temperatura.

Cualquiera de ellos puede usarse en el bolómetro, pero el cambio de resistencia es proporcional a la potencia de microondas aplicada para la medición. Este bolómetro se utiliza en un puente de los brazos como uno solo para que cualquier desequilibrio provocado, afecte a la salida. Un ejemplo típico de circuito puente que utiliza un bolómetro es el que se muestra en la siguiente figura.

El miliamperímetro aquí, da el valor de la corriente que fluye. La batería es variable, que se varía para obtener el equilibrio, cuando un desequilibrio es provocado por el comportamiento del bolómetro. Este ajuste que se realiza en el voltaje de la batería de CC es proporcional a la potencia del microondas. La capacidad de manejo de energía de este circuito es limitada.

Medida de potencia media

La medición de la potencia de microondas alrededor de 10mW a 1W, puede entenderse como la medición de potencia media.

Se emplea una carga especial, que suele mantener un cierto valor de calor específico. La potencia a medir, se aplica en su entrada que cambia proporcionalmente la temperatura de salida de la carga que ya mantiene. La diferencia en el aumento de temperatura, especifica la potencia de entrada de microondas a la carga.

La técnica de balance de puente se utiliza aquí para obtener el resultado. El método de transferencia de calor se utiliza para medir la potencia, que es una técnica calorimétrica.

Medida de alta potencia

La medición de la potencia de microondas alrededor de 10W a 50KW, puede entenderse como la medición de alta potencia.

La potencia alta de microondas se mide normalmente mediante vatios calorimétricos, que pueden ser de tipo seco y de flujo. El tipo seco se denomina así porque utiliza un cable coaxial que se llena con di-eléctrico de alta pérdida por histéresis, mientras que el tipo de flujo se denomina así porque utiliza agua o aceite o algún líquido que sea un buen absorbedor de microondas.

El cambio de temperatura del líquido antes y después de ingresar a la carga, se toma para la calibración de valores. Las limitaciones de este método son como determinación de flujo, calibración e inercia térmica, etc.

Medida de atenuación

En la práctica, los componentes y dispositivos de microondas a menudo proporcionan cierta atenuación. La cantidad de atenuación ofrecida se puede medir de dos formas. Son: método de relación de potencia y método de sustitución de RF.

La atenuación es la relación entre la potencia de entrada y la potencia de salida y normalmente se expresa en decibeles.

$$ Atenuación \: in \: dBs = 10 \: log \ frac {P_ {in}} {P_ {out}} $$

Donde $ P_ {in} $ = potencia de entrada y $ P_ {out} $ = potencia de salida

Método de relación de potencia

En este método, la medición de la atenuación se realiza en dos pasos.

• Step 1 - La potencia de entrada y salida de todo el banco de microondas se realiza sin el dispositivo cuya atenuación hay que calcular.

• Step 2 - La potencia de entrada y salida de todo el banco de microondas se realiza con el dispositivo cuya atenuación se tiene que calcular.

La relación de estas potencias cuando se compara, da el valor de atenuación.

Las siguientes figuras son las dos configuraciones que explican esto.

Drawback - Las mediciones de potencia y atenuación pueden no ser precisas cuando la potencia de entrada es baja y la atenuación de la red es grande.

Método de sustitución de RF

En este método, la medición de la atenuación se realiza en tres pasos.

• Step 1 - La potencia de salida de todo el banco de microondas se mide con la red cuya atenuación hay que calcular.

• Step 2 - La potencia de salida de todo el banco de microondas se mide reemplazando la red con un atenuador calibrado con precisión.

• Step 3 - Ahora, este atenuador se ajusta para obtener la misma potencia medida con la red.

Las siguientes figuras son las dos configuraciones que explican esto.

El valor ajustado en el atenuador proporciona la atenuación de la red directamente. Aquí se evita el inconveniente del método anterior y, por tanto, este es un mejor procedimiento para medir la atenuación.

Medición del cambio de fase

En condiciones prácticas de trabajo, puede ocurrir un cambio de fase en la señal de la señal real. Para medir dicho cambio de fase, utilizamos una técnica de comparación, mediante la cual podemos calibrar el cambio de fase.

La configuración para calcular el cambio de fase se muestra en la siguiente figura.

Aquí, después de que la fuente de microondas genera la señal, se pasa a través de una unión en T de plano H desde la cual se conecta un puerto a la red cuyo desplazamiento de fase se va a medir y el otro puerto se conecta a un desfasador de precisión ajustable.

La salida demodulada es una onda sinusoidal de 1 KHz, que se observa en el CRO conectado. Este cambiador de fase se ajusta de manera que su salida de onda sinusoidal de 1 KHz también coincida con la anterior. Después de que se realiza el emparejamiento observando en el modo dual CRO, este desfase de precisión nos da la lectura del desfase. Esto se entiende claramente por la siguiente figura.

Este procedimiento es el más utilizado en la medición del desplazamiento de fase. Ahora, veamos cómo calcular el VSWR.

Medición de VSWR

En cualquier aplicación práctica de microondas, cualquier tipo de desajuste de impedancia conduce a la formación de ondas estacionarias. La fuerza de estas ondas estacionarias se mide por la relación de onda estacionaria de voltaje ($ VSWR $). La relación entre el voltaje máximo y el mínimo da $ VSWR $, que se denota con $ S $.

$$ S = \ frac {V_ {max}} {V_ {min}} = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} $$

Donde, $ \ rho = reflejo \: coeficiente = \ frac {P_ {reflejado}} {P_ {incidente}} $

La medición de $ VSWR $ se puede realizar de dos formas, mediciones de $ VSWR $ bajas y $ VSWR $ altas.

Medición de VSWR bajo (S <10)

La medición de $ VSWR $ bajo se puede realizar ajustando el atenuador para obtener una lectura en un milivoltímetro de CC que es un medidor de VSWR. Las lecturas se pueden tomar ajustando la línea ranurada y el atenuador de tal manera que el milivoltímetro de CC muestre una lectura de escala completa así como una lectura mínima.

Ahora estas dos lecturas se calculan para averiguar el $ VSWR $ de la red.

Medición de VSWR alto (S> 10)

La medición de $ VSWR $ altos cuyo valor es mayor que 10 se puede medir mediante un método llamado double minimum method. En este método, se toma la lectura en el valor mínimo y también se toman las lecturas en el punto medio del valor mínimo en la cresta antes y después de la cresta. Esto se puede entender mediante la siguiente figura.

Ahora, el $ VSWR $ se puede calcular mediante una relación, dada como -

$$ VSWR = \ frac {\ lambda_ {g}} {\ pi (d_2-d_1)} $$

Donde, $ \ lambda_g \: es \: la \: guiada \: longitud de onda $

$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {\ sqrt {1 - (\ frac {\ lambda_0} {\ lambda_c}) ^ 2}} \ quad donde \: \ lambda_0 \: = {c} / {f} $$

Como aquí se consideran los dos puntos mínimos, esto se denomina método de doble mínimo. Ahora, aprendamos sobre la medición de impedancia.

Medida de impedancia

Además de Magic Tee, tenemos dos métodos diferentes, uno usa la línea ranurada y el otro usa el reflectómetro.

Impedancia usando la línea ranurada

En este método, la impedancia se mide usando línea ranurada y carga $ Z_L $ y usando esto, se pueden determinar $ V_ {max} $ y $ V_ {min} $. En este método, la medición de la impedancia se realiza en dos pasos.

• Step 1 - Determinación de Vmin usando load $ Z_L $.

• Step 2 - Determinación de Vmin cortocircuitando la carga.

Esto se muestra en las siguientes figuras.

Cuando tratamos de obtener los valores de $ V_ {max} $ y $ V_ {min} $ usando una carga, obtenemos ciertos valores. Sin embargo, si se hace lo mismo mediante un cortocircuito de la carga, el mínimo se desplaza, ya sea hacia la derecha o hacia la izquierda. Si este desplazamiento es hacia la izquierda, significa que la carga es inductiva y si el desplazamiento es hacia la derecha, significa que la carga es de naturaleza capacitiva. La siguiente figura explica esto.

Al registrar los datos, se calcula una impedancia desconocida. El coeficiente de impedancia y reflexión $ \ rho $ se puede obtener tanto en magnitud como en fase.

Impedancia usando el reflectómetro

A diferencia de la línea ranurada, el reflectómetro ayuda a encontrar solo la magnitud de la impedancia y no el ángulo de fase. En este método, se toman dos acopladores direccionales que son idénticos pero difieren en la dirección.

Estos dos acopladores se utilizan para muestrear la potencia incidente $ P_i $ y la potencia reflejada $ P_r $ de la carga. El reflectómetro está conectado como se muestra en la siguiente figura. Se utiliza para obtener la magnitud del coeficiente de reflexión $ \ rho $, a partir del cual se puede obtener la impedancia.

De la lectura del reflectómetro, tenemos

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$

A partir del valor de $ \ rho $, el $ VSWR $, es decir, $ S $ y la impedancia se puede calcular mediante

$$ S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} \ quad y \ quad \ frac {z-z_g} {z + z_g} = \ rho $$

Donde, $ z_g $ es una impedancia de onda conocida y $ z $ es una impedancia desconocida.

Aunque aquí se observan los parámetros de onda de avance y retroceso, no habrá interferencia debido a la propiedad direccional de los acopladores. El atenuador ayuda a mantener una potencia de entrada baja.

Medición del resonador de Q de cavidad

Aunque hay tres métodos, como el método de transmisión, el método de impedancia y el método de caída o disminución transitoria para medir Q de un resonador de cavidad, el método más fácil y más seguido es el Transmission Method. Por lo tanto, echemos un vistazo a su configuración de medición.

En este método, el resonador de cavidad actúa como el dispositivo que transmite. La señal de salida se traza en función de la frecuencia, lo que da como resultado una curva resonante como se muestra en la siguiente figura.

Desde la configuración anterior, se varía la frecuencia de la señal de la fuente de microondas, manteniendo el nivel de la señal constante y luego se mide la potencia de salida. El resonador de cavidad se sintoniza a esta frecuencia, y el nivel de señal y la potencia de salida se anotan nuevamente para notar la diferencia.

Cuando se traza la salida, se obtiene la curva de resonancia, a partir de la cual podemos observar los valores de Half Power Bandwidth (HPBW) $ (2 \ Delta) $.

$$ 2 \ Delta = \ pm \ frac {1} {Q_L} $$

Donde, $ Q_L $ es el valor cargado

$$ o \ quad Q_L = \ pm \ frac {1} {2 \ Delta} = \ pm \ frac {w} {2 (w-w_0)} $$

Si se descuida el acoplamiento entre la fuente de microondas y la cavidad, así como el acoplamiento entre el detector y la cavidad, entonces

$$ Q_L = Q_0 \: (descargado \: Q) $$

Retirarse

El principal inconveniente de este sistema es que la precisión es un poco pobre en sistemas de Q muy alto debido a la estrecha banda de operación.

Hemos cubierto muchos tipos de técnicas de medición de diferentes parámetros. Ahora, intentemos resolver algunos problemas de ejemplo sobre estos.

En este capítulo, divirtámonos resolviendo algunos problemas numéricos relacionados con las microondas.

Problema 1

Un sistema de transmisión que utiliza una guía de ondas en modo $ TE_ {10} $ de dimensiones $ a = 5 cm, b = 3 cm $ está operando en 10GHz. La distancia medida entre dos puntos de potencia mínima es1mm on a slotted line. Calculate the VSWR of the system.

Solución

Dado que $ f = 10GHz; a = 5 cm; b = 3cm $

Para la guía de ondas del modo $ TE_ {10} $,

$$ \ lambda_c = 2a = 2 \ times 5 = 10 cm $$

$$ \ lambda_0 = \ frac {c} {f} = \ frac {3 \ times10 ^ {10}} {10 \ times10 ^ 9} = 3 cm $$

$$ d_2-d_1 = 1 mm = 10 ^ {- 1} cm $$

Sabemos

$$ \ lambda_g = \ frac {\ lambda_0} {1 - ({\ lambda_0} / {\ lambda_c}) ^ 2} = \ frac {3} {\ sqrt {1 - ({3} / {10}) ^ 2}} = 3,144 cm $$

Para el método de doble mínimo, VSWR viene dado por

$$ VSWR = \ frac {\ lambda_g} {\ pi (d_2-d_1)} = \ frac {3.144} {\ pi (1 \ times10 ^ {- 1})} = 10.003 = 10 $$

Por tanto, el valor de VSWR para el sistema de transmisión dado es 10.

Problema 2

En una configuración para medir la impedancia de un reflectómetro, ¿cuál es el coeficiente de reflexión cuando las salidas de dos acopladores son 2mw y 0.5mw ¿respectivamente?

Solución

Dado que

$$ \ frac {P_i} {100} = 2mw \ quad y \ quad \ frac {P_r} {100} = 0.5mw $$

$$ P_i = 2 \ times 100mw = 200mw $$

$$ P_r = 0.5 \ times 100mw = 50mw $$

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {50mw} {200mw}} = \ sqrt {0.25} = 0.5 $$

Por tanto, el coeficiente de reflexión $ \ rho $ de la configuración dada es 0.5.

Problema 3

Cuando se utilizan dos acopladores idénticos en una guía de ondas para muestrear la potencia incidente como 3 mw y la potencia reflejada como 0.25mw, luego encuentre el valor de $ VSWR $.

Solución

Lo sabemos

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} = \ sqrt {\ frac {0.25} {3}} = \ sqrt {0.0833} = 0.288 $$

$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = \ frac {1 + 0.288} {1-0.288} = \ frac {1.288} {0.712} = 1.80 $$

Por lo tanto, el valor de $ VSWR $ para el sistema anterior es 1,80

Problema 4

Dos idénticos 30dBLos acopladores direccionales se utilizan para muestrear la potencia incidente y reflejada en una guía de ondas. El valor de VSWR es6 y la salida de la potencia incidente de muestreo del acoplador es 5mw. ¿Cuál es el valor de la potencia reflejada?

Solución

Lo sabemos

$$ VSWR = S = \ frac {1+ \ rho} {1- \ rho} = 6 $$

$$ (1+ \ rho) = 6 (1- \ rho) = 6 - 6 \ rho $$

$$ 7 \ rho = 5 $$

$$ \ rho = \ frac {5} {7} = 0.174 $$

Para obtener el valor de la potencia reflejada, tenemos

$$ \ rho = \ sqrt {\ frac {{P_r} / {10 ^ 3}} {{P_i} / {10 ^ 3}}} = \ sqrt {\ frac {P_r} {P_i}} $$

$$ o \ quad \ rho ^ 2 = \ frac {P_r} {P_i} $$

$$ P_r = \ rho ^ 2.P_i = (0.714) ^ 2.5 = 0.510 \ times 5 = 2.55 $$

Por tanto, la potencia reflejada en esta guía de ondas es de 2,55 mW.